Krótka przedmowa.

Bardzo szybko zacząłem montować transceiver konwersji bezpośredniej „Buddy-8”, faktem jest, że najprawdopodobniej nie będę miał możliwości składania jakiejkolwiek konstrukcji do późnej jesieni. I zgodnie z moimi kryteriami, aby nie zamienić się w miłośnika „rozmów”, wędrujących po licznych forach, trzeba zebrać co najmniej 2 ukończone konstrukcje w ciągu roku. Prosty, bardzo prosty, ale w formie kompletnego projektu iw pełni funkcjonalny, najlepiej według stosunkowo oryginalnego schematu. Kiedyś w klubie QRP zorganizowano domowy konkurs na osobistym spotkaniu, pożyteczne wydarzenie!

Swoją drogą, piąty miesiąc tego roku już się kończy. Wolnego czasu jest mało, musiałam pracować jak najszybciej.

Sprawdzanie „Buddy-8” w czasie rzeczywistym.
30.05.2010.

Budowa została ukończona kilka dni temu, ale na powietrzu, w lasach, pola nie zostały przetestowane, ciągłe deszcze! Widać, że jestem na szpilkach i igłach, ale nic się nie da zrobić. Deszcz i +9 rano i prawie do południa i 30 maja 2010. Jednak mniej więcej w porze lunchu zarysowało się oświecenie! Szybko się przygotuję: wkładam baterię, „Buddy-8”, telefony, klucz i antenę do torby i ruszamy!

Mokro, ale bez deszczu, przynajmniej jeszcze nie. I poruszam się do przodu z dużą prędkością. Nie, nie do wysokości 109,0, na którą przeznaczona jest antena, dopóki tam nie dotrę, znowu zacznie padać. Przenoszę się do wieżowca, gdzie pracuję QRP/p, gdy nie ma czasu na przeprowadzkę na większą odległość.

Akacja zakwitła.

Jarzębina również nie pozostaje w tyle, zakwitła.

Solidny wiatr na wysokości.

Antena musi być tymczasowo zawieszona w pozycji roboczej.

Jestem zwolenniczką normalnych, pełnowymiarowych anten zasilanych przez kabel koncentryczny... W tym przypadku jest to dipol dla 10 MHz.

Chwytam się za prawe ramię do drzewa, bo linka już tam została rzucona i pozostaje tylko zaczepić linkę o izolator. Środkowy słup, do którego przywiązuję środkowy izolator dipola, wbijam płytko w ziemię.

Stało się fajniejsze, prawe ramię dipola jest w pozycji roboczej.

Podobnie wykop dziurę pod lewy słup.

Nieco w lewo, w płaszczyźnie anteny, wbijam w ziemię kołek, do którego będzie przymocowany trzpień antenowy.

Owijam szynę wokół słupa, podnoszę ją, wbijam w ziemię i owijam sznurkiem wokół kołka.

Wszystko dzieje się dość szybko.

Oto lewe ramię dipola.

Dipol w pozycji roboczej.

> Dzisiejszy fragment nie jest zbyt szczęśliwy. Stacje na pasmach nie grzechoczą, z wyjątkiem biggunów. RD9CX.
Jeśli Siergiej mówi, że fragment jest nieważny, to tak jest.

Ale miejmy nadzieję. Przez długi czas nadawałem CQ de UA1CEG/p na 10113, cisza, nikt.

Przełącz się na 10116 i jest QSO! I co!

Ze stacją QRP! Nie liczyłem na takie szczęście. Transceiver działa dobrze, oczywiście przeceniłem raport 9A0QRP. Dla uczczenia, całkiem zrozumiałe, jak sądzę.

Wracając do rzeczywistości... Wiatr pędzi podejrzanie ciemną chmurę! Musisz nagle wyjść. Dipol nie bez żalu rozebrać. Spojrzałem na przygotowane palenisko do ognia:

Nie, planowana niespieszna impreza herbaciana została przełożona, chmura zbliża się i groźnie rośnie.

Przyspieszam 120 kroków na minutę i wracam do domu. Jednak chmura prześlizgnęła się przez Garbolovo bez zatrzymywania się, więc… spadło kilka kropel, ale w naszym rejonie nie liczy się to jako deszcz. Ale, nie możesz zgadnąć, nie chcę zmoknąć, a test transceivera wypadł idealnie!

Transceiver doskonale odbiera na długich LW, 80 metrach, bez pojawienia się stacji nadawczych, to też jest bardzo świetne!

Odbiorca.
Odbiornik z bezpośrednią konwersją, zmontowany według prostego obwodu, działa jak odbiornik z bezpośrednią konwersją, zmontowany zgodnie z prostym obwodem. Nie ma potrzeby wysuwania nieuzasadnionych roszczeń do urządzenia tej klasy. Jednocześnie odpowiednio dobrany prosty PPP ma bardzo wysokie właściwości. Charakterystyki wydajności tego urządzenia, biorąc pod uwagę tak minimalne koszty pracy i komponentów, są doskonałe!

Wszelkie komplikacje w celu radykalnej poprawy właściwości, przede wszystkim znacznie zwiększają nakłady pracy, czasu i komponentów, negując główną zaletę - ekstremalną prostotę aparatu. Superheterodyna podobnej klasy, z ulepszonym RFP, będzie wymagała znacznie mniej wysiłku, przy wyższej wydajności.

Jeżeli na prostym IFR, zakłócenia ze stacji nadawczych 7 MHz są słyszalne w zdublowanym paśmie, to przy zastosowaniu demodulacji fazowej, te same zakłócenia będą odbierane tylko w jednym paśmie. Ale będą zakłócenia, a demodulacja fazy nie pomoże. Oczywiście, jeśli włożysz dużo wysiłku, możesz przynajmniej zmniejszyć wyciek hałasu.

To dla entuzjastów i oryginałów… Osobiście wolałbym, znacznie mniejszym wysiłkiem i lepszymi wynikami, zbudować superheterodynę.
Rozpoczęcie pracy:

Gniazda: „Telefon”, „Klucz”, złącza: „+12 V” – 2 szt. „Ant TX”, „Ant RX”. Zacisk: „obudowa”. I to wszystko.

Instalujemy niezbędne zaciski, złącza itp. Jeśli krótkofalówka to robi, to tyle, będzie miał aparat! Puste rozmowy kończą się wykonaniem zadań tego etapu. Tuż za klawiaturą pytania pojawiają się jedno po drugim, jak tylko zaczyna się konkretna praca, to znaczy, żadnych pytań (gaduła!).

Główny blok PPP ULCh.

Ten Najlepszym sposobem ULF, przetestowany w rzeczywistych projektach, w prawdziwa praca na antenie. ULF jest coraz lepszy, wystarczy wybrać wartości R3 i R4, aby napięcie na kolektorze trzeciego tranzystora było równe połowie napięcia zasilania, w tym przypadku 6 woltów.

Myślę, że jasne jest, że ten sam schemat można zmontować na słynnych: P27, P28, MP39B, MP40, P15 itp. zmień polaryzację zasilacza i kondensatorów elektrolitycznych i wszystko inne jest takie samo.

Na zdjęciu zmontowany ULF.

Ryzykując ponowne oskarżenie, że „nie publikuje pełnego planu!” schematy blokowe więcej niż wystarczająco, biorąc pod uwagę szczegółowe zdjęcia i szczegółowy schemat ULF i lokalny oscylator.
Trudno sobie wyobrazić krótkofalówkę, która nie jest w stanie zebrać RFP przez ten opis i liczne zdjęcia, ale… nigdy nie wiadomo co się stanie, prawdopodobnie moja wiadomość po prostu nie jest dla niego. Nadal mam nadzieję, że radioamator będzie w stanie podłączyć mikroukład do obwodu wejściowego, zasilić mikroukład i podłączyć transformator ...

Kto zbiera, zbiera.

Mądrość ludowa: „Droga zostanie opanowana przez tego, który idzie!”

ULF jest wbudowany w obudowę, a kondensator trymera jest dodany do regulacji obwodu wejściowego.

Montujemy mikser 235PS1 (NE602, NE612, itp.). Podłączamy transformator dopasowujący z odbiornika radiowego do miksera lub dowolny odpowiedni analogiczny.

Zdjęcie momentu roboczego - ustawienie lokalnego oscylatora. Na tym etapie musisz zobaczyć, jak aktywny jest twój kwarc i być może będziesz musiał zapewnić wtórnik emitera, aby zmniejszyć obciążenie lokalnego oscylatora. Tutaj wszystko jest rozstrzygane realistycznie, praktycznie.

Obwód wejściowy. W przypadku mikroukładów z symetrycznym wejściem sygnałowym, na przykład NE602, NE612, 3-zwojowa cewka sprzęgająca jest po prostu nawijana (liczba jest określana praktycznie) i podłączona do odpowiednich wejść. Nie zgadzam się na podłączenie niezbalansowanego wyjścia do zbalansowanego wejścia miksera.

Wymagane jest tutaj pewne wyjaśnienie.

Czułość odbiornika, ta wersja obwodu może zapewnić absolutnie nadmiarową, po prostu nie można jej zaimplementować. Spadek połączenia z obwodem gwałtownie zwiększa dynamikę, współczynnik jakości obwodu będzie bardzo wysoki, co będzie miało pozytywny wpływ na selektywność. Pa, obecność zakłócających stacji nadawczych, i to jest plaga PPP, w ogóle nie można było znaleźć. I to w przypadku podłączenia do pełnowymiarowej delty. Oczywiście ostateczne poprawki zostaną dokonane po prawdziwym sprawdzeniu w prawdziwym powietrzu leśnych pól.

Zwracam uwagę na to, że układ jest wysokiej jakości, na ramie z żebrowanej ceramiki HF, a kondensator trymera jest z dielektrykiem powietrznym. Oznacza to, że współczynnik jakości obwodu jest wysoki, ma to zasadnicze znaczenie dla wysokiej jakości działania urządzenia. Brak tekturowych ramek chińskich na cewki, kondensatory niskiej jakości i inne „Nowoczesne komponenty”. Urządzenie będzie działać na antenie .

Mikser oparty na diodach połączonych antyrównolegle omija obwód i całkowicie przegrywa z tą opcją, bez opcji. Praktycznie przetestowany. Oczywiście, jeśli wykonasz kompletny projekt, do praktycznego zastosowania.

Oczywiście nikt nie zabroni, zbieraj dalej płytka drukowana coś i bez fałszywej skromności postaw się w ekspertach techniki bezpośredniej transformacji.

Na zdjęciu pierwsza stacja słyszana na antenie na tym urządzeniu, gdy używa się lutownicy jako anteny. To jest RZ6MM, 21.03 MSK 20.05.2010. Ale to jest na 4 piętrze, w środowisku stacjonarnym. Ale mimo wszystko całkiem nieźle.

W tym momencie uznałem, że są wątpliwości co do aktywności kwarcu i mimo wszystko lepiej dodać wtórnik emitera. Jest to również określane praktycznie.
Na przykład w 7030 wtórnik emitera nie był potrzebny.

Na tym kończy się montaż części odbiorczej transceivera. Niektóre regulacje mogą być dokonywane podczas pracy, a może nic nie jest potrzebne. Prawdopodobnie będzie można zwiększyć czułość, biorąc pod uwagę wyjątkowo niski poziom ingerencji w przyrodę, w odległości od osiedli. Przypomnę, że w tym wariancie margines wzmocnienia jest bardzo duży, a czułość lepszą niż 1 μV uzyskuje się bez najmniejszych trudności.
Nadajnik.
Wiadomo, że tranzystory mają impedancję wyjściową o niskiej impedancji, co stwarza pewne trudności podczas dopasowania wyjścia nadajnika o niskiej impedancji z wejściem anteny o stosunkowo wysokiej impedancji, a niektóre anteny mają po prostu wejście o wysokiej impedancji. Trzeba skrupulatnie koordynować obwód P na wyjściu nadajnika, co często wymaga dużego wysiłku, w przeciwnym razie

oraz wprowadzenie dwuczłonowego obwodu P.

Uznałem, że montaż tzw. „lornetki” – pasującego szerokopasmowego transformatora RF wymagałby znacznie mniej wysiłku i zapewniłby szersze dopasowanie obciążenia.

Technologia jest po prostu śmiesznie prosta, odcina się kawałek ekranowanego drutu, na przykład kabel koncentryczny, usuwa się oplot, zakłada się 6-8 pierścieni i rozciąga się 4 zwoje względem sztywnego drutu jednożyłowego. Możliwy jest również drut linkowy, ale jest on elastyczny i trudniejszy do rozciągnięcia.

Oczywiście, jeśli jest taka chęć, to można wykonać lepiej, używając miedzianych rurek… W naszym przypadku uproszczona wersja będzie wystarczająca. Esteci mogą przylutować ekran, uzyskać twarde tuby, które będą bardziej solidne. Po prostu nie mam czasu na tak długą pracę. I ta opcja, jak pokazała praktyka, działa świetnie.

Warkocz (jest to uzwojenie „pierwotne”) jest zawarty w obwodzie kolektora tranzystora wyjściowego, z uzwojenia „wtórnego” sygnał jest podawany do obwodu P.

Praca szła „w marszu”, więc na kartce papieru naszkicowałem to, czego użyłem w nadajniku, żeby później nie zapomnieć.

Mam nadzieję, że nikogo nie urazię, jeśli zwrócę uwagę na to, że transformator szerokopasmowy „lornetka” jest umieszczony na platformie wykonanej z pleksi lub innego dielektryka, a nie bezpośrednio na płytce.

Oto nadajnik na zdjęciu. Wcale nie wygląda onieśmielająco, prawda?

A tymczasem bez „lornetki” bawiłem się, bawiłem… po prostu nie mogłem dopasować nadajnika z obciążeniem 75 omów! Mam KT920A zainstalowany w kaskadzie przedfinałowej, co jest oczywistym luksusem, ale zabrakło mi KT610.

KT911, które są dostępne, nie podoba mi się, ze względu na skłonność do samowzbudzenia, KT603 gdzieś jest, ale nie znalazłem.

Zwróć uwagę na łańcuch diod Zenera (w tym przypadku D816) połączony szeregowo z diodą RF (w tym przypadku KD503), ten łańcuch jest widoczny na zdjęciu.

Łańcuch ten musi chronić tranzystor przed przebiciem wysokiego napięcia, np. zaczepiłeś stopę o antenę lub kabel i odłączyłeś antenę z gniazda antenowego. Z reguły prowadzi to do natychmiastowej awarii tranzystora.
Obwód diody Zenera, zaprojektowany dla napięcia niższego niż maksymalne dopuszczalne napięcie tego tranzystora, niezawodnie chroni tranzystor wyjściowy.

Duża powierzchnia powierzchni chłodzącej niezawodnie chroni przed awarią termiczną tranzystora - w tym przypadku tranzystor jest bezpiecznie przykręcony do obudowy. Wątpliwe, aby pojemność baterii wystarczyła do podgrzania obudowy do maksymalnej dopuszczalnej temperatury dla danego tranzystora, a ten długi proces będziesz obserwował obojętnie.

Sygnał wyjściowy ma postać regularnej sinusoidy o bardzo dużej zmianie obciążenia (aktywne, skończone oporniki 75 omów i więcej) - od 37,5 omów - równolegle 2 oporniki 75 omów (nie obciążone poniżej) do 500 omów. Gdy obciążenie jest odłączone, fala sinusoidalna jest również poprawna. Oczywiście zasługa „lornetki” w normalnej pracy nadajnika, gdy obciążenie zmienia się w bardzo szerokim zakresie.

Nie podaję pojemności zmiany częstotliwości, ponieważ dobierane są indywidualnie do konkretnego egzemplarza kwarcu. Jeśli kwarc zapewnia znacznie dłuższą sekcję strojenia, to na ogół można umieścić przełącznik i zapewnić kilka częstotliwości roboczych, w tym przypadku są ich 2.

W razie potrzeby można zapewnić wtórnik emitera między kwarcowym oscylatorem lokalnym a wzmacniaczem przedterminalnym, ale jest to raczej siatka bezpieczeństwa. Ale jeśli kwarc nie jest bardzo aktywny, pojawiają się wątpliwości, lepiej zapewnić wtórnik emitera. Nie przysporzy ci to zbytniego kłopotu i kosztów.

Moment pracy - podłączona żarówka. W rzeczywistości żarówka nie świeci tak jasno, jak postrzegał aparat.
Samokontrola.

Samokontrola w nadajniku-odbiorniku z bezpośrednią konwersją nie jest w ogóle rutynowym zadaniem.

Oczywiście, jeśli ustawisz przełącznik (przycisk, pedał) „odbiór-transmisja”, to nie ma o czym mówić. Ale chcę się obejść bez przycisków, przełączników, pedałów, wcisnąłem klawisz i jesteś na antenie.

Podłączasz multiwibrator, który generuje częstotliwość 600-800 Hz do ULF. Nacisnąłem klawisz - słychać sygnał w ULF. Podstawowe, prawda? Jest elementarny, jeśli nie jest sprzętem, ale wyimaginowanym, fikcyjnym. Podłączasz... ale jakość nie jest aż tak gorąca, a nawet działa inaczej dla różnych anten. Świszczący oddech, po prostu denerwujący.

Oleg Wiktorowicz RV3GM mówił o trudności w zorganizowaniu wysokiej jakości samokontroli w CCI i jest już uznanym praktykiem w technice bezpośredniej transformacji.

W końcu wbudowałem kapsułę podłączoną do multiwibratora i uznałem, że to, jeśli nie najbardziej optymalne, to jednak rozwiązanie:


Było puste miejsce. Niech podkład zadziała. Nie wierciłem otworów w pokrywie, objętość jest wystarczająca. Może w lesie przy silnym wietrze będzie słabo słyszalny, wtedy trzeba będzie dokonać zmian. Ale mało prawdopodobne.

Na zdjęciu „kreatywny bałagan”, etap kończenia montażu transceivera.

Lutujący radioamatorzy wcale nie będą zaskoczeni.

Tak zwana ramka. Zawsze zakładam diody LED, które sygnalizują włączenie urządzenia i ożywiają urządzenie. Druga dioda LED odzwierciedla manipulację nadajnikiem:

Najbardziej „ceremonialny” widok transceivera „Buddy-8”:

Transceiver ten będzie musiał pracować w lasach, na polach, w różnych warunkach pogodowych, być narażony na wstrząsy i inne wpływy mechaniczne, zaplątać się w deszcz, nie ma co mówić o mgle, pracy na mrozie itp. Dlatego zawsze robię zdjęcia urządzeń przed rozpoczęciem testów terenowych. To jest lepsze wygląd zewnętrzny tego urządzenia nigdy nie będzie, nawet ciało zostanie porysowane, a pokrywki wgniecione.

O kartkach z napisami nie ma nic do powiedzenia, będą musiały być kilkakrotnie aktualizowane.

28.05.2010 zakończył się transceiver. Zajęło to chwilę brak terminów: "Weekendowa budowa" Nie przyznaję.

1. O tranzystorach.

Ogólnie wszystkie szczegółowe wyjaśnienia w moich wiadomościach są dostępne ... Ale musisz przejrzeć kilka wiadomości.

Postaram się, przynajmniej pokrótce, udzielić wyjaśnień, a chętni mogą zajrzeć do szczegółów w poprzednich szczegółowych wiadomościach w archiwum klubu RU QRP.

A więc o moim ulubionym MP101, P28 itp. Dlaczego nie KT3102, KT3107 itd. lub importowane towary konsumpcyjne?

W ULF PPP najbardziej wskazane jest stosowanie kaskad z bezpośrednimi połączeniami, wszelkie dodatkowe kondensatory przejściowe wprowadzają dodatkowy szum, zniekształcenia fazowe itp.
ULF w technice bezpośredniej konwersji jest głównym elementem wzmacniającym i musi mieć bardzo duże wzmocnienie.

Powiedzmy, że Ku = 50 000. Przypuszczam, że nikt nie spodziewa się, że po przyłożeniu 1 wolta napięcia do wejścia wzmacniacza uzyska 50 000 woltów na wyjściu?

W literaturze przedmiotu czytamy: „Przekładnik prądu w trybie mały sygnał ”. Wraz ze wzrostem poziomu sygnału wejściowego, wzmocnienie ULF będzie się zmniejszać, aż do zablokowania ULF.
ULF na tranzystorach wysokiej częstotliwości będzie miał bardzo szerokie pasmo, gdy sygnał jego lokalnego oscylatora wycieknie do wejścia ULF, wzmocnienie będzie się zmniejszać, aż zostanie wyłączone.

MP101 ma częstotliwość graniczną 0,5 MHz (!!), która jest idealna dla odbiornika z bezpośrednią konwersją (transceiver). Oczywiście można użyć tranzystorów RF, ale jest bardzo prawdopodobne, że będą one samowzbudne przy częstotliwościach mikrofalowych i zmniejszą wzmocnienie z powodu wycieku sygnału lokalnego oscylatora. Samowzbudzenie jest wykrywane bez trudności za pomocą oscyloskopu. Ale eliminacja czasami wymaga dużego wysiłku, aż do konieczności wymiany tranzystora (ów)!

Stosowanie tranzystorów RF nie ma sensu, jest tylko najeżone niepotrzebnymi problemami, a często kondensatory blokujące nie pomagają wyeliminować samowzbudzenia. Osobiście, jeśli mam wyspecjalizowane tranzystory niskiej częstotliwości, unikam stosowania tranzystorów wysokiej częstotliwości w ULF.

Teraz o zastosowaniu kondensatorów „paskowych”, takich jak MBM.

Ponownie, nowoczesne, piękne, eleganckie kondensatory ceramiczne często zaczynają działać w ULF nie jako kondensatory, ale podobnie jak kwarc, zaczynają generować setki kiloherców HF. Perspektywa wyboru kondensatorów niegenerujących wcale mnie nie kusi!

To zdjęcie przedstawia falę sinusoidalną generowaną przez bardzo nowoczesny, bardzo elegancki kondensator. Nie ma problemu z kondensatorem „taśmowym”!

Mikroukłady zawierają tranzystory RF, a wyciek sygnału lokalnego oscylatora do wejścia zmniejszy wzmocnienie, aż do zablokowania mikroukładu.

Każdy chyba poza mną sam, ukochany LM386 hałasuje jak piec primusowy, wymaga poważnego rozważenia ochrony przed zakłóceniami wysokoczęstotliwościowymi, „zjada” znacznie więcej, a zysk jest znacznie niższy niż testowany w ULF w „bitwach i kampaniach” " na krajowych MP101, MP103 itp. Tranzystory te pracują bezbłędnie w CCI i przy -30 stopniach.

A więc: używam MP101, MP103, w tym przypadku nie z oryginalności, nie z powodu:” ^ Ta nowoczesna baza elementów NIE jest interesująca .", a ze względu na to, że jest to najlepsza opcja, naprawdę przetestowana w zmontowanych konstrukcjach, które są naprawdę przetestowane w powietrzu, ponadto w lasach-polach, w różnych warunkach pogodowych, aż do brutalnych mrozów!
Nie chcę stwarzać sobie trudności używając „nowoczesnych komponentów”, a potem je przezwyciężać! To nie jest dla wszystkich …

2. O mikroukładach.

Jeśli chodzi o użycie mikroukładów ... Mam wiele importowanych mikroukładów (TNX DL7PGA, Vladimir jest moim stałym przyjacielem ... i przeciwnikiem.) Wolę domowe 235PS1, a nie NE602. Chociaż obiektywnie te mikroukłady są mniej więcej tej samej klasy. Domowe są mniej hałaśliwe, mają metalowy ekran, który eliminuje zewnętrzne zakłócenia bezpośrednio do obudowy mikroukładu (NE602). A domowe mikroukłady przeszły rygorystyczny proces selekcji pod kątem zgodności ze specyfikacjami technicznymi.

Następna para: 435UR1 i TL592. Tutaj domowy mikroukład jest zdecydowanie lepszy pod względem hałasu, wydajności, wzmocnienia, a tutaj bardzo ważne jest ekranowanie obudowy mikroukładu. Wszystko to zostało sprawdzone w praktyce.
Więcej o importowanych mikroukładach: większość mikroukładów o obrzydliwej jakości, nieznanego producenta i po prostu niedziałających. Z zakupionych 3 mikroukładów wzmacniacza stereo tylko jeden kanał działał dla 100% mikroukładów, oczywiście żaden pojedynczy mikroukład nie wytwarzał deklarowanych 20 watów mocy wyjściowej.
Kiedy próbowałem kupić mikroukłady stabilizujące, od razu powiedziano mi: „Nie bierz tego! Śmieci, a nie pracownicy!”

Osobiście nadal wolę, jeśli to możliwe, korzystać z niezawodnych komponentów. Jednym słowem, z mikroukładami jest trudniej, jeśli istnieje gwarancja, że ​​mikroukłady są markowe, mają specyfikacje paszportowe, to jedno. Ale jeśli oczywista norma, nieznany producent, napisy na chybił trafił, to już zupełnie inna sprawa!
O domowych kondensatorach elektrolitycznych.
Na wszelkiego rodzaju forach tylko beznadziejnie leniwy uczestnik nie „kopał” domowych komponentów! Specjalnie Pokazuję domowe kondensatory elektrolityczne:

Skrzynka takich kondensatorów była do mojej dyspozycji na początku 2010 roku. Zapakowane, od momentu produkcji nikt nie podłączył tych kondensatorów pod napięciem. Nawiasem mówiąc, wydanie z 1975 roku! Postanowiłem sprawdzić stan tych kondensatorów solid-age.

Zrównoleglę kilkanaście takich kondensatorów i podłączam je przez rezystor ograniczający prąd i diodę do sieci. Wspaniały! Bez lumbago, trzasków, szelestów i innych negatywnych zjawisk. Po chwili wyłączam, pauzę, podczas której jak założyłem kondensatory powinny się całkowicie rozładować i zewrzeć przewody... Przerwany na chwilę przewód o średnicy ok 0,5 mm, pojawił się znak na śrubokręcie, a objętość wyładowania jest porównywalna do strzału pistoletowego.

Nawiasem mówiąc, nasyciłem się pełnym zaufaniem do tych kondensatorów i użyłem ich we wzmacniaczu mocy w GU-81M jako hołd dla tych wspaniałych komponentów. Doskonałe kondensatory. I równolegle do nich w UM wlutowałem rezystor, żeby po wyłączeniu się rozładowywały.

Oto doskonałe kondensatory:

Kondensatory marki ETO. Wykonane w 1970 roku (wtedy byłem studentem 3 roku...), ta płytka nigdzie nie leżała, nie pamiętam skąd ją wziąłem... Ciągle jak trzeba lutuję te kondensatory z płytki i używaj go. Działają jak nowe! Niestety pozostało tylko 7 sztuk, reszta jest w przygotowaniu.

Wyglądają skromnie, mają około 40 lat i cieszą się moim pełnym zaufaniem i szacunkiem. Świetne kondensatory!

Kolejna płytka znakomitych kondensatorów. 1989 pojemność odpowiada wartości paszportowej, z marginesem, samorozładowanie jest zaskakująco niskie. Żaden z podobnych importowanych produktów z „Chip and Deep” i nie dorównuje ściśle pod względem parametrów. Ale, uczciwie, importowane są mniejsze. Samorozładowanie i wysychanie importowanych kondensatorów, delikatnie mówiąc, gorsze od domowych ... Sądząc po jednym temacie na forum, kondensatory elektrolityczne zaczęły wysychać w "tysiącach". Tak jest w najnowszych transceiverach...

I wszelkiego rodzaju stare dobre R-250M, M2, R-309, "Krot-M", R-326 itd. które mają ponad 40 lat, działają bez zarzutu. Co możemy powiedzieć o moim R-326M, który ma dopiero około 20 lat!

Część końcowa.
Tradycyjnie najlepsze życzenia dla nas wszystkich! I do zobaczenia na antenie, w tym QRP/p!

73! Z poważaniem, UA1CEG, Aleksandrow Jurij, wieś Garbolowo, rejon wsiewołoski, obwód leningradzki. LO-23, KP50FI.
Strona internetowa: UA1CEG.narod.ru

Pomysł na transceivera lampowego został zapożyczony z zagranicznego magazynu. Schemat został opublikowany w czasopiśmie angielskiego klubu QRP SPRAT nr 67 odbiornik lampowy bezpośrednia konwersja. Po zebraniu i upewnieniu się o doskonałej wydajności, przerobiłem ten odbiornik na transceiver. Jest tak łatwy w konfiguracji, że nawet początkujący radioamator może go złożyć z „śmieci”, które zwykle są zawsze pod ręką.

Działanie nadajnika-odbiornika lampowego bezpośrednia konwersja

Wzmacniacz wysokiej częstotliwości jest montowany na lampie L1. Z niego przez obwód L4 L5 C9 sygnał jest podawany do miksera, wykonanego na lampie L4. Z tego miksera sygnał niskiej częstotliwości przez filtr C18 R11 C19 jest podawany do ULF, wykonanego na L7. Wzmocnienie tonów wysokich i niskich można regulować za pomocą potencjometrów R5 i R16.

Heterodyna nadawczo-odbiorcza

Heterodyna jest montowana zgodnie z indukcyjnym schematem trzypunktowym na lampie L2. Obwód L3 C3 C2 jest dostrojony do częstotliwości równej połowie częstotliwości roboczej, druga harmoniczna jest podświetlona na obwodzie L6 C7.

Sterownik nadawczo-odbiorczy

Sterownik lampy L5 wzmacnia sygnał lokalnego oscylatora do wartości niezbędnej do wysterowania stopnia wyjściowego lampy L6 do 10 watów.

Transceiver pracuje w trybie half duplex, tj. aby przejść do trybu transmisji wystarczy nacisnąć klawisz . W tym przypadku katody lamp L5 i L6 są uziemione w prąd stały przez kontaktron G1, który również uziemi antenę odbiorczą.

Konfiguracja transceivera

Transceiver, prawidłowo zmontowany z części podlegających obsłudze, nie wymaga regulacji. Konieczne jest jedynie ustawienie częstotliwości obwodów za pomocą GIR lub w inny sposób. Po wzbudzeniu przez UHF wybierany jest rezystor R4. Przy niewystarczającym wzmocnieniu ULF kondensator elektrolityczny o pojemności 5-10 mikrofaradów jest połączony równolegle z R19. Jeśli będziesz pracować na kilku zakresach, to kondensator C * jest tak dobrany, aby nie było zauważalnej różnicy w czułości podczas przełączania z jednego zakresu na drugi.

Ten transceiver nie wykorzystuje dedykowanego obwodu przesunięcia RX/TX. Takie przemieszczenie następuje samoczynnie ze względu na różnicę mocy włączonej i wyłączonej lampy L5. W mojej wersji przesunięcie RX / TX wynosiło 200 - 300 Hz przy 160 i 80 metrach i prawie 1000 Hz lub więcej przy 28 MHz.

Części nadawczo-odbiorcze

Jako lampa L1 możesz użyć 6Zh2P, 6Zh38P, 6Zh9P, 6Zh8. Najlepszą lampą dla lokalnego oscylatora jest 6Zh2P. Ale 6Zh1P, 6Zh38, 6Zh9P, 6Zh7, 6Zh8 również działają z gorszymi wynikami. Zamiast L3 można zastosować dowolną inną lampową lub półprzewodnikową diodę Zenera na napięcie 100 - 150 V. Najlepiej lampa do miksera L4 - 6N2P, ale można również użyć 6N1P, 6N14P, 6N15P. Jako lampę L6 możesz użyć 6P9. Możesz również użyć potężnych tetrod bez siatki antydynatronowej, przełączając antenę w trybie RX / TX za pomocą przekaźnika. We wzmacniaczu niskotonowym (L7) 6N1P sprawdzi się dobrze.

1 - Cewki wykonane są na rezystorach MLT-2 o rezystancji większej niż 100 kOhm, uzwojenie na całej długości;
2 - Cewki wykonane są na rezystorach VS-2 o rezystancji większej niż 100 kOhm;
* - Powyżej - liczba zwojów, poniżej - długość uzwojenia w mm;
L1 owinięte nad L2, L4 nad L5;
L1 i L4 stanowią około 30% zwojów odpowiednio z L2 i L5;
Zastosowany kontaktron miał długość 30 mm i średnicę 3,5 mm. Nawinięto na nią 300 zwojów drutu PEL-0.1.

Jeśli twoja antena nie jest stała, to stałe kondensatory C31 i C32 muszą zostać zastąpione zmiennymi. W takim przypadku wymiary nadajnika-odbiornika wzrosną. Wszystkie kondensatory blokujące były typu SGM. Kondensatory pętlowe i przejściowe typu KT. Kondensatory typu MBM C28, C29, C30.

Projekt nadajnika-odbiornika

Transceiver został zmontowany na obudowie wykonanej z dwustronnego włókna szklanego o wymiarach 200 x 240 x 40 mm. Przestrzenne położenie części pokrywało się z ich położeniem na schemacie. Wyjmowane cewki indukcyjne, wykonane na bazie lamp radiowych z serii ósemkowej, umożliwiły szybką zmianę zasięgu. Montaż radioelementów został przeprowadzony w sposób zawiasowy.

Podczas wymiany C31, C32 na zmienne kondensatory, instalując urządzenie pomiarowe w obwodzie anodowym lampy L6, rozmiar nadajnika-odbiornika wzrośnie, ale praca stanie się wygodniejsza.

Ostrzeżenia transceivera

Podczas wymiany cewek zakresu należy odłączyć napięcie płytki od transiwera!

Yu.V. Demin, UR5MMJ

Podane poniżej transceiver bezpośredniej konwersji wykonany zgodnie ze schematem z bezpośrednią konwersją częstotliwości i jest przeznaczony do komunikacji radiowej SSB i CW w zakresie 1,8 MHz. Cechą charakterystyczną układu jest zastosowanie w odbiorniku ULF i wzmacniaczu mikrofonowym filtrów aktywnych, które poprawiają selektywność i zmniejszają szerokość widma emitowanego sygnału transceivera. Parametry transceivera Czułość toru odbiorczego nie mniejsza niż 2 μV

Szerokość pasma toru odbiorczego na poziomie - 3 dB 2,5 kHz

Tłumienie niedziałającej wstęgi bocznej podczas odbioru i transmisji co najmniej 35 dB

Tłumienie nośne nie mniej niż 40 dB

Moc wyjściowa 10W

Napięcie zasilania 12 V (stabilne)

Aby wyeliminować zakłócenia o częstotliwości 50 Hz, zasilacz montowany jest w osobnej obudowie. Jako GPA (VT9) stosowany jest indukcyjny obwód trzypunktowy (rys. 1). Częstotliwość robocza GPA jest dostrojona przez kondensator C5.2 od 7320 do 7720 kHz. Z wyjścia wtórnika źródła (VT10) napięcie heterodynowe jest podawane do poprzednika poziomu TTL (VT11, DD1), po czym jest podawane do cyfrowego przesuwnika fazy - dzielnika częstotliwości przez 4 (DD2). Multiplekser DD3 przełącza między sobą kanały przesuwnika fazowego 0 i 90 ° podczas przejścia od odbioru do nadawania. Sygnały heterodynowe z wyjść multipleksera są podawane na suwaki równoważące miksera (R9, R10).

Wzmacniacz RF transceivera jest montowany na tranzystorze polowym VT1. Wzmocnienie RF jest kontrolowane przez zmienny rezystor R1, który zmienia napięcie polaryzacji na drugiej bramce tranzystora. Obwód wejściowy wzmacniacza RF jest regulowany kondensatorem C5. i w zasięgu 160 m. Obwód wyjściowy jest niskiej jakości, szerokopasmowy. Z niego sygnał jest podawany przez cewkę sprzęgającą L3 do transformatora miksującego. Dioda VD3 zapobiega bocznikowaniu tranzystora VT1 w obwodzie L2, C12 podczas przełączania w tryb transmisji.

Mikser jednowstęgowy wykorzystuje dobrze znany obwód T-bridge RLC jako przesuwnik fazy LF. Z wyjścia miksera jednowstęgowego sygnał przechodzi przez filtr dolnoprzepustowy z dwoma łączami, ale jest to ULF.

W ULF, po wstępnym etapie wzmocnienia, stosowany jest aktywny filtr czwartego rzędu (DA1), który dodatkowo zwiększa selektywność toru odbiorczego. W trybie odbioru CW obwód LC jest połączony równolegle z regulacją głośności. Mikroukład wyjściowy ULF DA2 działa w trybie światła przy obciążeniu 100 omów.

Wzmacniacz mikrofonowy toru nadawczego zawiera również filtr aktywny. Wyjście aktywnego filtra jest ładowane do wtórnika źródła (VT8). Funkcja diody VD11 jest podobna do funkcji VD3. W trybie CW na ścieżce nadawczej używany jest oddzielny generator tonów (VT5). Podczas transmisji sygnał audio z wyjścia wzmacniacza mikrofonowego przechodzi przez filtr dolnoprzepustowy do sterownika jednopasmowego. Z wyjścia kształtownika SSB sygnał jest podawany do wzmacniacza mocy transceivera. Wzmacniacz mocy transceivera jest trójstopniowy. Ostatni stopień jest zmontowany, ale tranzystor VT15 jest zgodny ze schematem z uziemionym kolektorem. Z niego sygnał trafia do obwodu P, a następnie przez kondensatory C89, C90 i styki K1.1 przekaźnika antenowego do anteny. Kaskada VT16 zapewnia tryb „automonitoringu” podczas pracy z CW.

Projekt nadajnika-odbiornika. Transceiver znajduje się na 6 tablicach (rys. 2):

płytka 1 - cyfrowy przesuwnik fazowy VFD, przełącznik kanałów 0 i 90 ″, zasilanie mikroukładów TTL; tablica 2 - URCH;

płytka 3 - jednopasmowy mikser i pasywny filtr dolnoprzepustowy; tablica 4 - ULF;

opłata 5 - wzmacniacz mikrofonowy oraz generator 1 kHz; tablica 6 - wstępne stopnie wzmacniacza mocy transceivera.

Tablice 2 i 6 znajdują się w piwnicy obudowy transceivera. Wzmacniacz mocy mieści się w osobnej, ekranowanej obudowie z przegrodą między stopniem wstępnym i końcowym. Wszystkie połączenia między płytami, poza przewodami zasilającymi, są wykonane przewodem ekranowanym, a obwody RF są wykonane z koncentrycznych męskich.

Najbardziej krytycznymi komponentami transceivera są VFO i pojedynczy mikser wstęgowy. Szczególną uwagę należy zwrócić na działanie obwodu VFO, ponieważ od tego zależy stabilność częstotliwości nadajnika-odbiornika. Dryf częstotliwości VFO nie powinien przekraczać 100 Hz na godzinę po 10 minutach rozgrzewania transiwera. Cewka GPE nawinięta jest na rurkę ceramiczną o średnicy 6 mm i długości 15 mm. Jako rama

cewka jest wyposażona w obudowę kondensatora KBG. Aby to zrobić, odlutuj policzki od skraplacza i usuń zawartość. Następnie wytnij pierścienie mocujące pilnikiem lub szmerglem. Będą one punktami kontaktowymi dla uzwojenia FROM. Aby uzyskać ciaśniejsze uzwojenie cewki, konieczne jest wstępne przylutowanie kranu. Następnie z naprężeniem obracaj się, nawiń cewkę i przylutuj jej końce do punktów styku. Na wierzch cewki klejem epoksydowym należy przykleić tekstolit lub inny np. z obwodów przemiennika częstotliwości odbiorników kieszonkowych, gwintowaną tuleję, w którą należy wkręcić standardowy rdzeń ferrytowy 600NN. Umieść kontur GPA na ekranie.

Kondensatory C76-C78 są lutowane bezpośrednio z tyłu płytki 1 między dodatnim i wspólnym zaciskiem każdego z cyfrowych mikroukładów DD1-DD3. Kondensator C72 znajduje się w pobliżu kolektora tranzystora VT12. Takie środki umożliwiają całkowite uniknięcie promieniowania RF przez obwody zasilania mikroukładów. Wskazówki mogą być słyszane przez ucho, gdy są odbierane w postaci szumu lub szumu z określonym próbkowaniem podczas przebudowy VFO.

Cewki mieszające L6, L9, L10 są nawinięte podwójnie zagiętym drutem, po czym początek jednego uzwojenia łączy się z końcem drugiego. Ten kran jest punktem środkowym cewek. Dane uzwojeń cewek nadajnika-odbiornika przedstawiono w tabeli 1. Rozmiar pierścieni wszystkich cewek, z wyjątkiem cewek przesuwnika fazy niskiej częstotliwości 19, L10 i cewek filtru niskiej częstotliwości U1, L12, można zmieniać w dowolnym kierunku. Opcje ewentualnej wymiany części zastosowanych w transiwerze przedstawiono w tabeli 2. Przekaźnik RES-47 jest używany jako przełącznik antenowy, ale odpowiedni jest każdy przekaźnik o małej pojemności styku.

Transceivery z bezpośrednią konwersją (TPP) wyróżniają się prostotą konstrukcji o dość dobrych parametrach i od dawna przyciągają uwagę radioamatorów. W dużej mierze ułatwiły to artykuły i książki słynnego projektanta i popularyzatora techniki bezpośredniej transformacji V.T. Szczególnie Polyakova RA3AAE, która stała się podręcznikiem i podręcznikiem dla całych pokoleń radioamatorów.

Wcześniej magazyn Radio opublikował już kilka udanych projektów jednopasmowych TPP z tłumieniem fazy lustrzanej wstęgi bocznej, zbudowanych zgodnie z tradycyjnym, teraz klasycznym układem opartym na przesuwnikach fazowych niskich częstotliwości LC (LFPC). Główne wady takich rozwiązań to jednopasmowe, niskie, jak na dzisiejsze standardy, tłumienie wstęgi bocznej zwierciadła, pracochłonność nawijania cewek wielozwojowych i regulacja LFV, podatność na przetwornik magnetyczny, co przy powtarzaniu konstrukcji sprawiało pewne trudności. przez radioamatorów, zwłaszcza początkujących. Szczególnie chciałbym zwrócić uwagę na 160m CCI, w którym, kosztem pewnych kompromisów, autorowi udało się usunąć pracochłonne elementy i stworzyć łatwo powtarzalną konstrukcję, co w dużej mierze przyczyniło się do wprowadzenia setek nowicjuszy amatorów do radioamatorskiej komunikacji na HF.

Ze względu na pojawienie się w szerokiej sprzedaży nowych szybkich mikroukładów cyfrowych i wysokiej jakości niskoszumnych wzmacniaczy operacyjnych, stało się możliwe wdrożenie nowego podejścia do budowy jednowstęgowych CCI, wykorzystujących przełączniki cyfrowe jako mikser i przy użyciu dobrze rozwiniętego obwodu jednostek funkcjonalnych na wzmacniaczu operacyjnym w pozostałej części obwodu.

Oferowana Państwa uwadze wersja płyty głównej CCI jest logiczną kontynuacją i wdrożeniem tego podejścia w budowie jednotorowego CCI, które szczegółowo opisano w. Autor postawił sobie za zadanie wykonanie projektu na nowoczesnej bazie elementów, łatwo powtarzalnej w domu i niewymagającej skomplikowanych prac adaptacyjnych i tuningowych czy parku urządzenia pomiarowe- wystarczy zwykły multimetr cyfrowy, najlepiej z funkcją pomiaru pojemności. Udane powtórzenie wymaga jedynie ostrożności i cierpliwości. Przy zastosowaniu sprawnych części o wymaganej wartości i braku błędów instalacyjnych, płyta główna CCI uruchamia się natychmiast, zapewniając bardzo wysokie parametry, przynajmniej nie gorsze od podanych.

Główne parametry ścieżki odbiorczej

• Zakresy częstotliwości pracy, MHz - 1,8, 3,5, 7 i 14
• Szerokość pasma toru odbiorczego (na poziomie - 6 dB), Hz - 400-2500
• Czułość toru odbiorczego z wejścia miksera (pasmo 2,1 kHz, stosunek S/N - 10 dB), μV, nie gorzej - 0,3*
• Maksymalny ogólny zysk - 250 tys
• Napięcie szumu własnego na wyjściu ULF przy maksymalnym Kus i rezystancji 50 omów podłączone na wejściu TPP, nie więcej, mV - 25
• Dopuszczalny zakres sygnałów wejściowych w paśmie przepustowym, dB, nie mniej - 100
• Zakres dynamiki modulacji krzyżowej (DD2) przy 30% AM i odstrojeniu 50 kHz, nie mniej, dB
  • Na strzelnicy 160m - 116*
  • Na strzelnicy 80m - 110*
  • Na strzelnicy 40m - 106*
  • Na zasięg 20m - 106*
• Selektywność w kanale sąsiednim (z odstrojeniem od częstotliwości nośnej o -5,5 kHz + 3,0 kHz), nie mniej, dB - 80
• Tłumienie bocznego paska lustra, nie mniej, dB
  • Na strzelnicy 160m - 54*
  • Na strzelnicy 80m - 52*
  • Na strzelnicy 40m - 46*
  • Na zasięg 20m - 48*
• Współczynnik prostopadłości odpowiedzi częstotliwościowej
  • (na poziomach -6, -40dB) - 1,4
  • (na poziomach -6, -60dB) - 3,2
  • (na poziomach -6, -80dB) - 4
• Zakres regulacji AGC przy zmianie napięcia wyjściowego o 12 dB, nie mniej, dB - 72 (4000 razy)
• Zakres RRU, nie mniej, dB - 84 (16 000 razy)
• Moc wyjściowa toru LF przy obciążeniu 8 Ohm, przy mniej, W 0,5
• Prąd pobierany z zewnętrznego zasilacza stabilizowanego 13,8V, nie więcej, A - 0,3

Główne parametry toru transmisyjnego

• Napięcie wyjściowe (przy obciążeniu 50 Ohm) w trybie CW, nie mniej, Veff - 0,7
• Tłumienie częstotliwości nośnej sygnału, dB - nie gorsze niż 50 *

* podana wartość jest ograniczona możliwościami sprzętu użytego do pomiarów i w rzeczywistości może być wyższa.

1. Aby uzyskać duży zakres dynamiki toru odbiorczego i efektywne działanie AGC, zoptymalizowano kaskadowy rozkład wzmocnień stopni nieregulowanych oraz rozszerzono dopuszczalne poziomy sygnałów wejściowych w paśmie przepustowym.
2. Aby uzyskać wysoką selektywność zastosowano zasadę selekcji sekwencyjnej, gdzie oprócz głównego aktywnego filtra pasmowoprzepustowego, tak naprawdę w każdym stopniu wzmacniacza pasmo jest ograniczone na poziomie 300-3000 Hz przez odpowiedni dobór wartości międzystopniowych kondensatorów blokujących oraz w obwodach OOS.
3. W celu wytłumienia zwierciadlanej wstęgi bocznej wykorzystuje się opisaną szczegółowo metodę i opartą na wykorzystaniu wielołączowego przesuwnika fazy LF w układzie sygnału 4-fazowego, która pozwala stosunkowo prostymi środkami, pomimo zwiększonej liczby elementów, aby uzyskać dobre tłumienie oraz wysoką stabilność temperaturową i czasową parametrów. Do uzyskania 4-fazowego systemu sygnałowego wykorzystywany jest cyfrowy przesuwnik fazowy, co znacznie upraszcza tworzenie konstrukcji wielopasmowych.
4. Ze względu na to, że we wszystkich krytycznych (ze względu na duże gabaryty i małe poziomy sygnału) węzłach (mikser-detektor, wstępny ULF, przesuwnik fazowy niskich częstotliwości - polyfizer) zastosowano różnicowe wzmocnienie sygnałów, konstrukcja charakteryzuje się dobrą odpornością na zakłócenia, w tym zakłócenia z sieci elektrycznej.
5. Aby zmniejszyć całkowitą liczbę części urządzenia nadawczo-odbiorczego i odpowiednio rozmiar płyty głównej, schemat strukturalny CCI jest wybierany tak, aby używane były najbardziej złożone i nieporęczne jednostki (ośmiołączowy LF FV i główny FSS) zarówno na przykład, jak i do transmisji sygnału.
6. Wykorzystywana jest komutacja elektroniczna wszystkich trybów pracy transceivera.
7. Konstrukcja jednopłytowa, która eliminuje możliwość błędów w montażu części i zespołów, a także zapewnia optymalny, zdaniem autora, układ oraz dobre ogólne i wzajemne ekranowanie głównych zespołów funkcjonalnych. Podanie płytka drukowana z jednostronnym ułożeniem przewodników drukowanych (druga strona służy jako wspólny przewód - ekran) pozwala na wykonanie w domu wysokiej jakości tablicy w technologii tzw. „prasowania laserowego”.

Możliwy schemat funkcjonalny CCI pokazano na rys. 1. Składa się z pięciu konstrukcyjnie kompletnych jednostek. Węzeł A1 składa się z czterozakresowego, przełączanego przekaźnika, filtra dolnoprzepustowego i szerokopasmowego wzmacniacza mocy, które mogą być dowolnymi znanymi, wielokrotnie opisywanymi w literaturze amatorskiej, konstrukcjami. Węzeł A3 zawiera tłumik dwułączowy (pierwsze łącze ma tłumienie -10 dB, drugie -20 dB, co pozwala przy odpowiednim przełączeniu uzyskać cztery wartości tłumienia 0, -10 dB, -20 dB , -30 dB i dzięki temu optymalnie dopasowuje zakres dynamiczny toru odbiorczego CCI do rzeczywistych poziomów wejściowych sygnałów antenowych), przydatny podczas pracy na pełnowymiarowej antenie oraz czteropasmowy filtr pasmowy, który może być stosowany jako dowolny ze znanych projektów 50-omowych trójpętlowych plików PDF, również wielokrotnie opisywanych w literaturze krótkofalarskiej. Node A4 to lokalny oscylator oparty na jednym nie przełączalnym oscylatorze dla częstotliwości 56-64 MHz, przestrajany mechanicznie za pomocą KPI lub z elektronicznym dostrajaniem częstotliwości z rezystorem wieloobrotowym i sterowanym dzielnikiem częstotliwości ze zmiennym współczynnikiem podziału 1, 2,4,8. Niezbędną stabilność za pomocą przetwornika cyfrowo-analogowego i cyfrowego odczytu częstotliwości zapewnia jednostka A2, wykonana na podstawie gotowej skali cyfrowej „Makeevskaya”, którą można kupić w wielu regionach Ukrainy i Rosji i nie jest tutaj opisana , jako opcja do samodzielnej produkcji, dobrze sprawdzony rozwój A. Denisova.

Główne przetwarzanie sygnału w trybach nadawania i odbioru - jego transformacja, tłumienie wstęgi bocznej zwierciadła i filtrowanie jest realizowane przez węzeł A5 - płytę główną CCI.

W trybie odbioru sygnał z wyjścia PDF trafia do miksera-detektora U3, który jest używany jako połowa szybkiego podwójnego czterokanałowego przełącznika FST3253 o średnim czasie przełączania 3-4nS. Druga połowa tego przełącznika jest używana jako modulator miksera U2 podczas operacji nadawania.

Zastosowanie czterokanałowego przełącznika FST3253 jako mieszacza pozwoliło na uproszczenie układu, ponieważ niektóre funkcje przesuwnika fazowego realizuje wewnętrzna logika sterująca przełącznika, na wejścia adresowe, z których odbierane są sygnały sterujące od licznika do 4 (węzeł U4). Przełączenie działającej wstęgi bocznej następuje w przypadku podania sygnału USB/ULB z obwodu sterującego poprzez zmianę kolejności przychodzących impulsów sterujących z licznika na przełącznik. W takim przypadku częstotliwość lokalnego oscylatora musi być czterokrotnie wyższa niż częstotliwość robocza. W efekcie na wyjściu miksera powstaje czterofazowy układ sygnałów, który po wstępnej filtracji za pomocą jednołącznikowych filtrów dolnoprzepustowych Z3...Z6 oraz wstępnym wzmocnieniu wzmacniaczami różnicowymi A3 i A4 podawany jest na przesuwnik fazowy niskiej częstotliwości U6 poprzez zwarte styki wyłącznika elektronicznego SA3.2 ... SA3.5. Do wyjścia tego ostatniego podłączone są wzmacniacze różnicowe A5, A6, które kompensują tłumienie sygnałów w przesuwniku fazowym. Następnie sygnały użytecznej wstęgi bocznej, która otrzymała zerowe przesunięcie fazowe, są dodawane do sumatora A10, a lustrzana wstęga boczna, która otrzymała przesunięcie fazowe o 180 °, jest odejmowana i tłumiona. Główny aktywny filtr pasmowoprzepustowy jest podłączony do wyjścia sumatora przez zwarte styki przełącznika elektronicznego SA3.6, który jest połączonym szeregowo wzmacniaczem normalizacyjnym A8, FSS Z7, składającym się z HPF trzeciego i LPF szóstego zamówienie i wzmacniacz buforowy z wyjściem różnicowym A7.

Przefiltrowany sygnał użyteczny przez zwarte styki przełącznika elektronicznego SA3.1 podawany jest do ULF, składającego się ze sterowanego napięciowo wzmacniacza A6 i zacisku ULF A5, do którego wyjścia jest podłączony głośnik BA1, czujka AGC U5 oraz regulacja wzmocnienia i głośności. CCI wchodzi w tryb transmisji przez naciśnięcie pedału lub przez naciśnięcie klawisza.

W pierwszym przypadku sygnał +TX jest generowany w obwodzie sterowania U7, który przełącza styki wyłącznika elektronicznego SA3 w przeciwne położenie, wyłącza mieszacz-detektor U3 i załącza mieszacz-modulator U2. Ścieżka mikrofonu jest włączona. Aby zwiększyć efektywność energetyczną nadajnika o 8-9dB (6-8 razy moc), zakres dynamiki sygnału mowy jest kompresowany za pomocą sekwencyjnego ogranicznika fazy, składającego się ze wzmacniacza ogranicznika A12, jednokierunkowego przesuwnika fazy U9 i ogranicznik czyszczenia U8. Ponadto generowany sygnał przez zwarte styki przełącznika elektronicznego SA4 i SA3.6 jest podawany do głównego aktywnego filtra pasmowoprzepustowego, który jest połączonym szeregowo wzmacniaczem normalizacyjnym A8, FSS Z7, składającym się z filtra górnoprzepustowego trzeci i dolnoprzepustowy filtr szóstego rzędu oraz wzmacniacz buforowy z wyjściem różnicowym A7. Użyteczny sygnał odfiltrowany z szczątkowych harmonicznych z bezpośrednich i odwrotnych wyjść FSS przez zwarte styki przełącznika elektronicznego SA3.2 ... SA3.2 jest podawany na wejścia przesuwnika fazy niskiej częstotliwości U6 połączonego parami , co jest niezbędne do prawidłowego fazowania modulujących sygnałów kwadraturowych uzyskiwanych na wyjściu tego ostatniego. Sygnały te przechodzą przez wzmacniacze różnicowe A5, A6, które kompensują tłumienie sygnału w przesuwniku fazowym, i są podawane do modulatora kwadraturowego U2, na którego wyjściu znajdują się użyteczne sygnały wstęgi bocznej, które otrzymały zerowe przesunięcie fazowe, oraz wstęga boczna zwierciadła, która otrzymała przesunięcie fazowe o 180 °, jest odejmowana i tłumiona.

W drugim przypadku po naciśnięciu klawisza w obwodzie sterującym U7 oprócz „+TX” generowane są jeszcze dwa sygnały – „+MIC off”, które rozłączają tor mikrofonu i łączą generator sygnału telegraficznego G2 przez przełączanie styków wyłącznika elektronicznego SA4 oraz sygnał „+ KLUCZ”, bezpośrednio sterując kluczowaniem tego generatora. Sygnał tonowy telegrafu przez normalnie zwarte styki przełącznika elektronicznego SA4 i SA3.6 wchodzi do głównego aktywnego filtra pasmowego i idzie tą samą drogą co mikrofon.

Schemat ideowy węzła A5 - głównego kanału CCI pokazano na ryc. 2. Jak widać, niektóre węzły są już nam znane i są szczegółowo opisane w części, są też cechy ich działania i wymagania dotyczące szczegółów. Dlatego nie będziemy ich tutaj szczegółowo opisywać.

W pozycji wyjściowej, gdy styki X13, X15 nie są zwarte ze wspólnym przewodem, tor działa w trybie odbioru. Niski poziom sygnału + TX trafia do pinu 1 DD2 i umożliwia pracę miksera-detektora, podczas gdy przez falownik DD1.1 74AC86 wysoki poziom trafia do pinu 15 DD2, hamując działanie miksera-modulatora. Przy przejściu w tryb transmisji sygnał +TX o wysokim poziomie (około +8,0 ... 8,5 V) przechodzi przez dzielnik na rezystorach R2R3, który odpowiada poziomom napięć, na pin 1 DD2 i uniemożliwia pracę miksera -detektor, natomiast poprzez falownik DD1.1 podawany jest niski poziom na pin 15 DD2, co pozwala na pracę miksera-modulatora.

Tak więc w trybie odbioru sygnał z wyjścia PDF przez obwód C4R7 jest podawany do czterofazowego (kwadraturowego) miksera DD2, wykonanego w dolnej połowie czterokanałowego przełącznika FST3253 (możliwe jest użycie SVT3253 i inne produkowane analogi przez różnych producentów z nieznacznie zmienioną nazwą). Aby zwiększyć wydajność, przełącznik jest zasilany zwiększone napięcie+6 V z regulatora VR1. Rezystor R7 poprawia równoważenie i wyrównuje rezystancję kluczy publicznych (zwykle około 4 omów z rozpiętością procesu ± 10%). Napięcie polaryzacji z dzielnika R1R11 równe +3V jest podawane na wejście przełącznika poprzez rezystor R10, który zapewnia pracę mieszacza na maksymalnym liniowym przekroju charakterystyki. Sygnały sterujące (heterodyna) do przełącznika pochodzą z synchronicznego dzielnika dzielnika przez 4, wykonanego na przerzutnikach typu D mikroukładu DD3 74AC74. Mają kształt meandra z przesunięciem fazowym o 90 stopni. Wreszcie są one tworzone przez wewnętrzny obwód sterujący samego przełącznika, dzięki czemu cztery klucze są kolejno otwierane. Dla jasności ryc. 2 naprzeciwko odpowiednich zacisków mikroukładu DD1 wskazane są fazy sygnału wyjściowego. Elementy DD1.2, DD1.3 zawarte w obwodach sprzężenia zwrotnego licznika synchronicznego kontrolują sekwencję impulsów sterujących przychodzących do przełącznika i służą do wyboru roboczej wstęgi bocznej. W pozycji wyjściowej jest to górny, a gdy styk X3 jest zwarty do wspólnego przewodu, podświetlany jest dolny.

Kondensatory obciążenia (C21C28, C22C29 itd.) są podłączone do wyjścia każdego z czterech kanałów detektora kwadraturowego, ograniczając szerokość pasma detektora do około 3000Hz.

Jak już zauważyłem w powyższym artykule, zakres dynamiczny mikserów opartych na nowoczesnych przełącznikach szybkich (74NS405x, FST3253) jest ograniczony nie przez mikser, ale przez wstępny ULF z góry ze względu na bezpośrednie wykrywanie w nim zakłóceń AM , ale z dołu przez jego hałas. DD2 można poprawić o kolejne 10 ... 20 dB, instalując dodatkowe filtry dolnoprzepustowe za mikserem. Pomysł ten został wdrożony w CCI poprzez zainstalowanie jednolinkowych filtrów dolnoprzepustowych (R30C34, R31C35 itp.) o częstotliwości odcięcia około 6 kHz. W takim rozwiązaniu układu zastosowanie filtrów rezystancyjnych na wejściu wstępnego ULF nie spowodowało zauważalnego pogorszenia czułości (przynajmniej nie udało mi się tego naprawić instrumentalnie), ale najbardziej pozytywnie wpłynęło na poprawę całości lub , jeśli chcesz, prawdziwa, selektywność.

Z jednej strony zapewnia to dobre tłumienie zakłóceń pozapasmowych, z drugiej strony wprowadza zauważalne dodatkowe przesunięcie fazowe w sygnale użytecznym, dlatego odpowiednie rezystory i kondensatory we wszystkich czterech kanałach muszą być termostabilne i dopasowane w pojemność z dokładnością co najmniej 0,2% (tu i dalej chodzi o dokładność doboru elementów czterech kanałów między sobą, wartość bezwzględna może wahać się do 5%).

OU DA3, DA4 NE5532, połączone zgodnie ze schematem różnicowego wzmacniacza pomiarowego, poprawiają symetrię sygnałów i tłumią szumy współbieżne (produkty detekcji AM, odbiór z częstotliwością sieci itp.) proporcjonalnie do Kus = 19 razy. Takie wstępne wzmocnienie jest zdaniem autora optymalne, aby zapewnić: wysoka czułość oraz do kompensacji strat w przesuwniku fazy LF w trybie odbioru, bez degradacji dopuszczalnego zakresu sygnałów wejściowych w paśmie przepustowym. Rezystory w obwodach sprzężenia zwrotnego R45, R46, R49-R52 należy dobierać z dokładnością co najmniej 0,5%.

Ponieważ LF EF jest używany zarówno do odbioru, jak i nadawania, do przełączania jego wejść służą elektroniczne klucze DD4, DD5 HCF4066 (można je zastąpić podobnymi z serii CD4000 lub domowymi 1561KT3). Wyjścia przedwzmacniacza różnicowego są podłączone do czterofazowego ośmioprzewodowego przesuwnika fazy RC niskiej częstotliwości na elementach R69-R126 i C57-C109 poprzez otwarte w trybie odbioru klawisze elektroniczne przełącznika DD4 (podczas gdy sygnał sterujący + TX jest niski, a klucze elektroniczne DD5 są zamknięte). Przy przejściu w tryb transmisji wysoki poziom (około +8 ... 8,5 V) sygnału +TX otwiera klawisze elektroniczne przełącznika DD5, łącząc wejścia LF FV z wyjściami antyfazowymi FSS (wnioski 7 DA5.1 i DA2.2). W tym przypadku tranzystor VT1, który odwraca sygnał sterujący + TX do niskiego poziomu (około + 0 ... 0,5 V), zamyka klucze elektroniczne przełącznika DD4, tym samym wyłączając przedwzmacniacze z LF PV i odpowiednio z toru transmisyjnego.

Taki fotowoltaiczny o niskiej częstotliwości, pomimo zwiększonej liczby elementów, jest prosty w konstrukcji. Ze względu na wzajemną kompensację nierównowagi faz i amplitud poszczególnych łańcuchów możliwe jest zastosowanie elementów z tolerancją ± 5% (oczywiście dokładność doboru czwórek elementów nie powinna być gorsza niż 0,5% ) przy zachowaniu wysokiej dokładności przesunięcia fazowego. Aby ułatwić dobór elementów, na tych samych kondensatorach wybrano opcję LF PV. Ta opcja, w porównaniu do zastosowanej, charakteryzuje się nieco wyższym tłumieniem, co jest łatwo skompensowane wzrostem wzmocnienia etapu wstępnego. Wartość samej pojemności może być różna - optymalne wartości mieszczą się w zakresie 10-33 nF - przy większa pojemność możliwe jest przeciążenie pre-ULF, a przy mniejszym - obwody LF PV mają wysoką impedancję i wzrasta ryzyko zakłóceń i odbioru. Warianty możliwych wartości rezystorów w zależności od wybranej pojemności LF PV podano w tabeli 1.

Tabela 1.

Z wyjścia niskoczęstotliwościowych sygnałów FV doprowadzone są do wzmacniacza operacyjnego DA7, DA8, również połączonego zgodnie ze schematem różnicowego wzmacniacza pomiarowego, co dodatkowo poprawia symetrię sygnałów i tłumi zakłócenia w trybie wspólnym (wykrywanie AM produkty, zakłócenia częstotliwości sieci itp.) proporcjonalnie do Kus = 7 razy. Ten zysk jest, zdaniem autora, wystarczający do skompensowania strat w PV o niskiej częstotliwości w trybie transmisyjnym. Rezystory w obwodach sprzężenia zwrotnego R130-R135 również należy dobierać z dokładnością co najmniej 0,5%. Ponieważ w trybie transmisji wyjścia tego stopnia różnicowego są podłączone do obciążenia o niskiej impedancji - modulator (w momencie odbioru jest wyłączony), wyjścia wzmacniacza operacyjnego DA7, DA8 są zasilane parami komplementarnych tranzystorów VT8VT9, VT10VT11 itp. (wystarczy każdy serwisowalny, na przykład KT315, 361 lub KS547, 557). Bardziej optymalne byłoby użycie wysokiej jakości wzmacniaczy operacyjnych Średnia moc, ale na naszym terenie nie są one dostępne i jak pokazało doświadczenie zastosowane rozwiązanie działa sprawnie i niezawodnie.

Następnie sygnał czterofazowy jest podawany na wejścia klasycznego sumatora na wzmacniaczu operacyjnym DA9.1, gdzie dzięki uzyskanym przesunięciom fazowym sygnały dolnej wstęgi bocznej są dodawane i wzmacniane, a sygnały górnej wstęgi bocznej są odejmowane i tłumione. Sygnał z wyjścia sumatora przez pasywny filtr pasmowy R160C127R161C128 podawany jest na pierwszy klucz (piny 1-2) elektronicznego przełącznika DD6 HCF4066 (można go zastąpić podobnymi z serii CD4000 lub krajowym 1561KT3), który jest sterowany drugi klucz (piny 8-9), który jest włączany sygnałem sterującym falownika + TX. W trybie odbioru sygnał +TX ma niski poziom, więc pierwszy klawisz jest otwarty, a użyteczny sygnał swobodnie wchodzi na wejście wzmacniacza normalizującego DA6.2. Głównym zadaniem tego etapu jest zapewnienie optymalnych poziomów sygnałów zarówno w torze odbiorczym, jak i nadawczym TPP. W trybie odbioru jego Cus = R122 / (R161 + R160) = 1,3 jest wybierany jako mały, co jest niezbędne do zapewnienia maksymalnego zakresu dopuszczalnych poziomów sygnału w paśmie przepustowym. Kondensator C105 ogranicza szerokość pasma tego stopnia do około 3 kHz. Przy przejściu w tryb transmisji wysoki poziom (około +8...8,5V) sygnału +TX zamyka pierwszy klucz i otwiera trzeci klucz elektroniczny (zaciski 3-4) przełącznika DD6, tym samym odłączając sumator wyjście ze wzmacniacza normalizującego i podłączenie równolegle połączonych wyjść toru mikrofonowego i telegraficznego. Jeśli tor mikrofonowy jest aktywny (określają to sygnały sterujące MICoff i + KEY, ale o tym poniżej, opisując odpowiednie węzły), wzmocnienie wzmacniacza normalizującego wynosi Kus = R122 / R140, a dla toru telegraficznego Kus = R122 / R129. Pozwala to podczas strojenia ustawić rezystory dostrajające R129, R140 na optymalne poziomy sygnału modulującego oddzielnie dla toru mikrofonowego i telegraficznego.

Ponadto w trybie odbioru sygnał dociera do aktywnego filtra głównego częstotliwości sygnału (FSS), wykonanego na trzech połączonych szeregowo łączach trzeciego rzędu - jeden HPF o częstotliwości odcięcia 350 Hz na DA5.2 op wzmacniacz i dwa LPF o częstotliwości odcięcia 2900 Hz - na OU DA6.1 i DA5.1.

Aby poprawić izolację i zredukować szumy w obwodzie zasilającym, kaskady wzmacniaczy różnicowych DA3, DA4, DA7, DA8 oraz reszta małosygnałowej części toru (sumator, FSS, MUO itp.) zasilane są osobnymi zintegrowane stabilizatory VR2, VR3. Dzielniki napięcia zasilania R72R73, R86R119, R96R153 tworzą napięcie polaryzacji dla wzmacniacza operacyjnego odpowiednich węzłów z jednobiegunowym zasilaniem.

Przefiltrowany sygnał z wyjścia FSS jest podawany przez obwód dzielący R53C48 (pojedyncze łącze HPF o częstotliwości odcięcia około 300 Hz) na wejście regulowanego stopnia wzmacniacza na wzmacniaczu operacyjnym DA2.1. Jego wzmocnienie jest określone przez stosunek całkowitej rezystancji rezystora R29 połączonego równolegle w obwodzie OOS i rezystancji kanału tranzystor polowy VT3 KP307G (tutaj dowolne tranzystory z serii KP302, KP303, KP307 o napięciu odcięcia nie większym niż 3,5 V przy maksymalnym początkowym prądzie drenu są odpowiednie) do rezystancji rezystora R53. Gdy napięcie polaryzacji na bramce VT3 zmienia się od 0 do +4,5 V, Cus zmienia się z 40 na 0,002, tj. od +32 do -54 dB, co zapewnia skuteczną automatyczną (AGC) i ręczną (RRU) regulację ogólnego wzmocnienie odbiornika ... Rysunek 3 przedstawia wykres zależności napięcia na wyjściu ULF od napięcia na wejściu DFT autorskiej kopii CCI, ilustrujący działanie AGC. Obwód R27R34C33 dostarcza połowę napięcia sygnału do bramki tranzystora VT3, co poprawia liniowość charakterystyki sterowania, w wyniku czego nawet przy sygnale wejściowym 2 Veff (maksymalny możliwy sygnał na wyjściu główny filtr pasmowoprzepustowy), poziom zniekształceń nieliniowych nie przekracza 0,1%.

Równolegle do wniosków drenażu, źródło tranzystora VT3, klucz elektroniczny VT2 jest podłączony do tranzystora KP307G (możliwe zamienniki są takie same jak w przypadku VT3). Przy przejściu w tryb transmisji sygnał wysokiego poziomu + TX (około +8,0...8,5 V) przechodzi przez dzielnik na rezystorach R28R37, co obniża poziom napięcia na bramce VT2 do +4,3...4,5 V , co prowadzi do jego pełnego otwarcia. Niska rezystancja kanału (około 50-80 Ohm) otwartego tranzystora VT2 silnie bocznikuje rezystor R29 obwodu OOS, co prowadzi do zmniejszenia Cus ULF o około 16-20 tys. (Cus = 0,1-0,15 razy) praktycznie nie przeszkadza podczas pracy z mikrofonem i pozwala odbierać cichy, ale wyraźny sygnał samokontroli podczas pracy z telegrafem. Obwód D6R38C38 zapewnia szybkie (ułamki milisekund) otwieranie klawisza VT2 przy przejściu na transmisję i jego powolne (około 50 milisekund, określane przez stałą czasową R38C38) zamykanie przy przejściu na odbiór, co eliminuje pojawianie się głośnych kliknięć w telefonach przy przełączanie trybów pracy.

Sygnał z wyjścia wzmacniacza operacyjnego DA2.1 jest podawany przez jednozłączowy filtr dolnoprzepustowy R23C16 na wejście końcowego ULF DA1 LM386N o Cus = 80 i dalej, z wyjścia DA1 na wyjście płytka do regulacji głośności i poprzez łańcuch R16R17C14 przechodzi do detektora AGC, wykonanego na diodach VD1-VD5 KD522 (można zastosować dowolny krzemowy KD510, KD521, 1N4148 itd.) i posiadającego dwa obwody sterujące - bezwładnościowy z kondensatorem C26 i szybkoobrotowy z kondensatorem C19, co pozwala na poprawę pracy AGC w warunkach szumu impulsowego. Wspólny punkt połączenia elementów detektora AGC jest podłączony do dzielnika R19R20R36,0R2, który tworzy początkowe napięcie polaryzacji tranzystora polowego. Dzięki rezystorowi dostrajającemu R19 jest on ustawiany optymalnie dla konkretnej instancji tranzystora i, jeśli to konieczne, regulowane jest ogólne wzmocnienie odbiornika. Rezystor 0R2 (znajdujący się poza węzłem A5) służy do szybkiej regulacji ogólnego wzmocnienia podczas słuchania powietrza. W rzeczywistości ta regulacja jest równoważna zmianie wzmocnienia HF lub IF superheterodynę.

Wzmacniacz mikrofonowy z szeregowym ogranicznikiem fazy (MUO) jest wykonany na wzmacniaczu operacyjnym DA10 NE5532, przeznaczonym do użytku z mikrofonem elektretowym. Zasilanie +9 V jest dostarczane przez łańcuch R165, C133, R166. Rezystor R165 określa prąd (w tym przypadku około 0,75 mA, co jest odpowiednie dla wielu typów) komputerowe zestawy słuchawkowe i, jeśli to konieczne, można je dostosować) i odpowiednio tryb działania mikrofonu. Kondensatory C74, C129 służą do ochrony przed zakłóceniami RF. Sygnał z mikrofonu wchodzi na wejście wzmacniacza ograniczającego (pin 3 DA10.1) przez pasywny filtr górnoprzepustowy C134, R163, R156 o częstotliwości odcięcia około 5,5 kHz, co zapewnia wzrost składowych wysokich częstotliwości widma ok. 6 dB/oktawę, co znacznie poprawia jakość i zrozumiałość generowanego sygnału. Zastosowanie takiego pasywnego układu korekcyjnego prowadzi do osłabienia sygnału mikrofonowego (o ok. 14 dB przy częstotliwości 1 kHz), ale biorąc pod uwagę fakt, że mikrofony elektretowe wytwarzają na wyjściu sygnał o wysokim poziomie (średnio -5-15 mV i amplituda do 50-70 mV w trybie głośnym „A”), pozwala na znaczne uproszczenie obwodu bez utraty jakości sygnału. Przetwornica wzmacniacza ogranicznika DA10.1 jest określona przez stosunek rezystorów R152, R162 i w tym przypadku wynosi około 1000, co przy uwzględnieniu tłumienia przez układ korekcyjny 5 razy (o około 14 dB przy częstotliwości 1 kHz, dla której liczymy) daje sumaryczny Cus = 200... Próg graniczny diod D19.20 (można zastosować dowolny krzemowy KD522, KD521.1N4148 itp.) wynosi około 600 mV, stąd początek ograniczenia sygnału mikrofonowego wynosi około 3 mV. Jeżeli przy testowaniu konkretnym mikrofonem wydaje ci się, że wzmocnienie to jest nadmierne, można to łatwo skorygować proporcjonalnie zwiększając rezystor R162. Po przetestowaniu tego MUO doszedłem do wniosku, że takie wzmocnienie jest optymalne, ponieważ umożliwia pracę z wieloma typami mikrofonów bez dodatkowej regulacji. W razie potrzeby można wprowadzić operacyjną regulację poziomu obcinania w zakresie 0-30 dB, dla którego szeregowo z R162 należy umieścić zmienny rezystor 1-2,2 kΩ, najlepiej z charakterystyką logarytmiczną, którą można wyświetlić na panelu przednim.

Schemat obwodów wejściowych MUO pozwala, w razie potrzeby, na łatwe wykonanie dość dużej i elastycznej korekcji pasma przenoszenia i zmianę redukcji nieliniowości, co może być wymagane przy optymalizacji jakości generowanego dźwięku, w zależności od charakterystyki konkretnego mikrofon i barwa głosu operatora. Przykładowo przy niskiej, tępej barwie głosu można wybrać R162 = 6,8 omów i C132 = 22 μF, co zapewni dodatkowy wzrost częstotliwości audio z około 1000 Hz. A jeśli jednocześnie umieścimy kondensator C129 = 47 nF, który wraz z R163 = 1 kOhm tworzy filtr dolnoprzepustowy o częstotliwości odcięcia około 3 kHz. Powstała odpowiedź częstotliwościowa obwodu wejściowego otrzyma zauważalnie wyraźny kształt rezonansowy ze szczytem przy częstotliwościach około 2,5-2,7 kHz, co będzie miało pozytywny wpływ na zrozumiałość sygnału.
Sygnał, ograniczony prawie do fali prostokątnej, podawany jest do przesuwnika fazy z jednym ogniwem, wykonanego na wzmacniaczu operacyjnym DA10.2. Częstotliwość drgań własnych układu przesunięcia fazowego R145, C115 została dobrana na około 400 Hz – jak pokazał eksperyment, daje to nieco lepsze wyniki niż zwykle zalecane 500-600 Hz. w tym przypadku metoda fazowa skutecznie tłumi harmoniczne sygnałów ograniczonych w zakresie częstotliwości od 500 do 1000 Hz, a powyżej 1000 Hz nie mniej skutecznie tłumi harmoniczne podstawowego FSS. Do poprawna praca rezystory przesuwnika fazowego R142, R144 muszą mieć te same wartości (najlepiej nie gorsze niż +-1%), sama wartość nie jest krytyczna i może mieścić się w zakresie 3,3-100 kOhm. Gdy ograniczony sygnał LF przechodzi przez przesuwnik fazowy, harmoniczne otrzymują przesunięcie fazowe o około 70-100 stopni. w stosunku do częstotliwości podstawowej. W tym przypadku kształt sygnału prostokątnego jest mocno zniekształcony, a harmoniczne, które wcześniej tworzyły strome zbocza, teraz tworzą przepięcia w pobliżu szczytów sinusoidalnego napięcia o częstotliwości podstawowej. Przepięcia te są odcinane przez drugi ogranicznik, wykonany na diodach D17, D18.. Tutaj chcę zwrócić uwagę kolegów na bardzo ważny punkt, na który sam natknąłem się w pierwszych testach - sprawność lub jeśli ty podobnie, jakość działania takiego MCR, składającego się z dwóch (czasem więcej) kolejnych ograniczników, w dużej mierze zależy od stopnia (dotkliwości) pierwszego ogranicznika i sprzężenia poziomów pierwszego i drugiego ogranicznika. Co więcej, im bardziej ograniczamy sygnał, tym bardziej widoczny jest efekt tłumienia fazowego harmonicznych. Dobrze potwierdzają to wyniki eksperymentów pokazanych na ryc. 4 - przy ograniczeniu do 30-40 dB poziom zniekształceń nieliniowych przy częstotliwościach 500-900 Hz jest praktycznie taki sam i nie przekracza 8,5%. Najlepsze wyniki uzyskuje się, gdy poziom drugiego ogranicznika jest równy 0,5-0,7 poziomu pierwszego, więc zastosowałem diody KD514 w drugim. Zastąpienie KD522, 1N4148 jest całkiem dopuszczalne - pomiary wykazały, że zniekształcenia nieliniowe nieznacznie wzrosły - do około 11-12%, ale sygnał brzmi całkiem przyzwoicie.

Klucze elektroniczne na tranzystorze VT16 KP307G (możliwe zamienniki są takie same jak dla VT2, VT3), bocznikujące obwód OOS OU DA10.2 i czwarty element (wnioski 10-11) przełącznika DD6, który zamyka wyjście MUO do wspólnego przewodu służą do wyłączenia toru mikrofonowego w trybach pracy do odbioru lub telegrafu, dla których stosowany jest sygnał sterujący wysokiego poziomu (napięcie ok. +8,0…8,5 V) + MICoff. Takie dwustopniowe lub dwuprzyciskowe sterowanie zapewnia niezawodne wyciszenie mikrofonu i całkowicie wyklucza pojawienie się z niego zakłóceń w trybach odbioru i obsługi przez telegraf.

Generator sygnału telegraficznego jest wykonywany na wzmacniaczu operacyjnym DA9.2 zgodnie ze schematem z mostkiem Wine R98R107C87C95 w obwodzie dodatniego sprzężenia zwrotnego. Częstotliwość generowania jest określona wzorem f = 0,159 / R98C87, w tym przypadku jest ona w przybliżeniu równa 1000 Hz i w razie potrzeby można ją zmienić. Przy określonej częstotliwości podstawowy FSS skutecznie tłumi harmoniczne, co skutkuje krystalicznie czystym tonem na wyjściu TPP. Sztywna stabilizacja amplitudy generowanych oscylacji realizowana jest za pomocą antyrównoległych diod D14, D15 (można zastosować dowolny krzemowy KD522, KD521, 1N4148 itd.) na poziomie około 0,25 Veff. Ponadto sygnał generatora przez jednoprzepustowy filtr dolnoprzepustowy, obniżający poziom harmonicznych, podawany jest na przełącznik elektroniczny VT7 KP307G (możliwe zamienniki są takie same jak dla VT2, VT3), który bezpośrednio manipuluje sygnałem telegraficznym przy wysokim -poziom sygnału sterującego wchodzi do obwodu bramki (około +8, 0...8,8V) + KLUCZ. Sygnał ten przechodzi przez dzielnik na rezystorach R114R121, który obniża poziom napięcia do +4,3...4,5V na bramce VT7. Obwód D16R120R128C110 przeznaczony jest do formowania trapezowego sygnału sterującego z fali prostokątnej + KLUCZ w obwodzie bramki z czasem narastania ok. 15 mS i opadaniem ok. 20 mS. Takie wartości są zdaniem autora optymalne dla średnich szybkości transmisji 90-120 znaków na minutę. Jeśli lubisz pracować z większą prędkością, warto wybrać pojemność C110 równą 47 nF. W tym przypadku czas narastania i opadania utworzonej wiadomości telegraficznej wyniesie około 7 i 10 mS, co odpowiada tradycyjnie zalecanym wartościom w literaturze krajowej. Ze względu na kwadratową charakterystykę I - V tranzystora polowego, kształt utworzonej obwiedni impulsu zbliża się do optymalnego, dzwonowatego, co zapewnia wąskie widmo promieniowania do transmisji telegraficznej, oczywiście pod warunkiem, że stopnie PA są wystarczająco liniowe charakterystyka amplitudy... W trybie nieaktywnym (sygnały sterujące + MICoff lub + TX niski poziom) praca oscylatora głównego jest blokowana przez prąd płynący przez łańcuch D8D9R61 D15. Niska rezystancja różnicowa diody D15, otwierana przez płynący prąd, bocznikuje rezystor R106 obwodu OOS, co wyklucza możliwość generowania. Stałe ciśnienie z wyjścia generatora (pin 1 DA9.2) około +5 V jest podawane do źródła VT7, a na bramce ma poziom sygnału Low + KEY, więc jest zamknięty. Ta dwustopniowa kontrola zapewnia niezawodne odłączenie generatora telegraficznego i całkowicie wyklucza pojawienie się z niego zakłóceń w trybach odbioru i pracy mikrofonu.

Przeniesienie nadajnika-odbiornika do trybu transmisji przez mikrofon lub telegraf odbywa się za pomocą specjalnego obwodu sterującego wykonanego na czterech dwuwejściowych wyzwalaczach Schmidta mikroukładu DD7 HCF4093 (można użyć K1561TL1), który generuje niezbędne sygnały sterujące. W stanie początkowym tryb odbioru jest do momentu naciśnięcia klawisza lub pedału, na zaciskach 3.10 DD7 (sygnały + KLUCZ. + TX) występuje niskie napięcie (około + 0,3 ... 0,8 V), a na zacisku 11 DD7 (sygnał + MICoff) Wysokie napięcie(około +8,0...8,8V).

Po naciśnięciu pedału lub w jakikolwiek inny sposób wyjście X15 płyty głównej jest zwarte do wspólnego przewodu na pinie DD7 10.12, jednocześnie powstaje wysoki poziom sygnału sterującego + TX, który przełącza transceiver na transmisję tryb i niski poziom sygnału sterującego + MICoff, co pozwala na obsługę toru mikrofonowego i blokowanie generatora telegraficznego. Jeśli klawisz zostanie wciśnięty przy wciśniętym pedale (pin X13 płyty głównej jest zwarty do wspólnego przewodu), wysoki poziom sygnału sterującego + TX, który przełącza transceiver w tryb nadawania, pozostanie, a wysokie napięcie poziom pojawi się na pinie 11 DD7 (sygnał + MICoff), umożliwiając działanie generatora telegraficznego i blokowanie ścieżki mikrofonu. Jednocześnie na pinie 3 DD7 generowany jest wysoki poziom sygnału sterującego + KLUCZ, który tworzy wiadomość telegraficzną.

Jeśli pracujesz z klawiszem bez naciskania pedału, możliwe staje się słuchanie audycji w przerwach między depeszami telegraficznymi (tzw. tryb „full half-duplex” - QSK). Gdy klawisz jest wciśnięty po raz pierwszy, wysoki poziom napięcia na pinie 3 DD7, który tworzy wysoki poziom sygnału sterującego + KLUCZ, szybko (ułamki mS) ładuje kondensator C46 przez rezystor R48. Wysoki poziom napięcia na tym kondensatorze prowadzi do pojawienia się niskiego poziomu napięcia na styku 4 DD7, co inicjuje tworzenie wysokiego poziomu sygnału sterującego + TX i + MICoff przez elementy logiczne DD7.3, DD7.4. Czas utrzymywania transiwera w trybie nadawania po zwolnieniu klawisza wynosi około 0,1 sekundy i jest określony przez stałą czasową układu R44C46. Jeśli obwody przełączające urządzenia zewnętrzne(np. lampa Uma z załączaniem przekaźnika) nie wytrzymują takiej „szybkości ognia”, czas podtrzymania można zwiększyć proporcjonalnie zwiększając wartość rezystora R44 np. jeśli wybierzemy 1MΩ to czas podtrzymania będzie być około 1 sek.

Na tranzystorach VT4, VT5, VT6 kluczowy wzmacniacz sygnałów sterujących + 13,8RX i + 13,8TX służy do przełączania zewnętrznych węzłów (PDF, PA, LPF, tłumik itp.). Moc tranzystorów VT5, VT6 określa dopuszczalne obciążenie. Przy wskazanym KT814 (istnieje możliwość zamiany na KT816 o B>50) dopuszczalne jest obciążenie do 0,5A. Jeżeli prąd obciążenia nie przekracza 0,25A, to z powodzeniem można zasilać KT208, KT209, KT502 z dowolnym indeksem literowym.

Wymagania dotyczące części, możliwych zamienników i ich doboru, jeśli to konieczne, są określone w tekście przy okazji opisu odpowiednich elementów zarówno rozpatrywanej tutaj ścieżki głównej transceivera, jak i w tekście opisu odbiornika, co zdecydowanie polecam zapoznanie się z.

Większość elementów CCI znajduje się na płytce drukowanej (rys. 5) wykonanej z dwustronnie pokrytego folią włókna szklanego. Górna strona służy jako wspólny przewód i ekran. Otwory wokół wyprowadzeń części niepodłączonych do wspólnego przewodu należy pogłębić wiertłem o średnicy 2,5-3,5 mm. Konkluzje części podłączonych do wspólnego przewodu są oznaczone krzyżykiem. Wspólny przewód sekcji zasilającej ULF (pin 4 DA1) jest podłączony do górnej strony wspólnego przewodu tylko w jednym punkcie - styki X10, X22, które są lutowane z obu stron. Tutaj również podłączony jest wspólny przewód z zasilacza. Ze względu na duże zagęszczenie rozmieszczenia części zaleca się wykonanie instalacji w następującej kolejności: najpierw na płycie instalowane są wszystkie zworki wykonane z cienkiego izolowanego drutu montażowego; następnie montuje się elementy pasywne i aktywne, z wyprowadzeniami lutowanymi do wspólnego przewodu, a dopiero potem resztę elementów.

Przed podaniem napięcia zasilającego na płytkę należy ponownie dokładnie sprawdzić instalację. Jeśli wszystko zostanie zrobione bez błędów i z działających części, płyta główna uruchamia się natychmiast. Po podaniu napięcia zasilania pobór prądu w trybie odbioru (bez sygnału GPA, klawisz i pedał w pozycji otwartej) powinien być bliski 100 mA, z głośnika powinien być słyszalny cichy i równomierny szum. Przydatne jest sprawdzenie trybów pracy kaskad dla prądu stałego - wyjścia wszystkich wzmacniaczy operacyjnych powinny mieć napięcie zbliżone do +4,5 V, wyjścia elementów logicznych i przełączników powinny mieć poziomy napięć sterujących odpowiadające opisowi logika działania tych węzłów.

Pierwszym etapem ustanawiania jest ustawienie progu AGC ścieżki odbiorczej. Aby to zrobić, suwak rezystora 0R1 jest ustawiony w górnej pozycji zgodnie ze schematem, a suwak rezystora wzmocnienia 0R2 i trymera R19 (patrz rys. 2) jest ustawiony w lewo zgodnie ze schematem. Podłącz rezystor 50 omów do wejścia odbiornika. Podłącz VFO. Głośnik lub telefony są podłączone do wyjścia (zaciski X9, X10) odbiornika, w razie potrzeby można podłączyć oscyloskop lub avometr w trybie pomiarowym napięcie przemienne... Poruszając suwakiem trymera R19 znajdź pozycję, w której hałas zaczyna się zmniejszać i z tej pozycji przesuń suwak lekko w przeciwnym kierunku. Będzie to optymalne ustawienie progu AGC.

Strojenie toru transmisji można przeprowadzić w dwóch etapach. Najpierw podłączając oscyloskop lub multimetr w trybie pomiaru napięcia przemiennego do ujemnego zacisku jednego z elektrolitów (C117, C120, C126 lub C131), zamykamy styki kluczowe i przenosimy CCI w tryb transmisji sygnału telegraficznego. Za pomocą rezystora dostrajającego R129 ustawiamy poziom sygnału modulującego na około 1,7 Veff (amplituda 2,3 V), natomiast sygnał samokontroli powinien być wyraźnie słyszalny w głośniku. Podłącz mikrofon i naciśnij pedał. W trybie głośnym „A” obracając trymerem R140, ustaw poziom sygnału modulującego na ok. 1,1 Veff (amplituda ok. 2,2 V). Wstępna konfiguracja toru transmisyjnego została zakończona.

Na ryc. 6 przedstawia wykres rozkładu współczynników transmisji, wykres poziomów kaskadowych sygnałów ścieżek odbiorczych i nadawczych, który pomoże lepiej zrozumieć zasadę działania TPP i, jeśli to konieczne, dokładniej go dostroić .

Literatura

1. Polyakov V. Odbiornik bezpośredniej konwersji na 28 MHz. - Radio, 1973, nr 7, s.20.
2. Odbiornik bezpośredniej konwersji Polyakov V. SSB. - Radio, 1974, nr 10, s.20.
3. Poliakow V.T. Modulator-demodulator jednowstęgowy. - Radiotechnika, t. 29, 1974, nr 10.
4. Polyakov V. Mikser odbiornika z bezpośrednią konwersją. - Radio, 1976, nr 12, s. 18.
5. Polyakov V. Odbiornik z bezpośrednią konwersją. - Radio, 1977, nr 11, s. 24.
6. Polyakov V. Ograniczniki fazy sygnałów mowy. - Radio, 1980, nr 3, s.22
7. Polyakov V., Stepanov B. Odbiornik heterodynowy miksera. - Radio, 1983, nr 4, s.19-20
8. Polyakov V. Odbiorniki bezpośredniej konwersji. - M .: DOSAAF, 1981
9. Polyakov V. Transceivery bezpośredniej konwersji. - M .: DOSAAF, 1984
10. Polyakov V. Radioamatorzy o technice bezpośredniej konwersji. - M .: Patriota, 1990.
11. P'yanykh Yu Transceiver bezpośredniej konwersji. - Radio, 1979, nr 7, s. 14
12. Luts E. Transceiver bezpośredniej konwersji przy 28 MHz. - Radio, 1988, nr 1, s. 16
13. Polyakov V. Transceiver bezpośredniej konwersji na 160m. - Radio, 1982, nr 10, s.49-50, nr 11, s.50-53
14. Belenetskiy S. Jednopasmowy odbiornik heterodynowy o wysokim zakresie dynamiki ... - Radio, 2005. nr 10, s. 61-64, nr 11, s. 68-71.
15. Abramov W. (UX5PS), Teleżnikow S. (RV3YF). Krótkofalowy nadajnik-odbiornik Drużba-M. - http://www.cqham.ru/druzba-m.htm.
16. Denisov A. Cyfrowy miernik częstotliwości ze wskaźnikiem LCD i automatyczną kontrolą częstotliwości. - http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm.
17. Tietze U., Schenk K. Obwody półprzewodnikowe. - M .: Mir, 1982.
18. Horowitz P., Hill W. Sztuka obwodów, t. 1. - M .: Mir, 1983.

Co zmieniło się w transceiverze po jego publikacji w Magazynie RADIO nr 9.11 2006?

Kilka zmian. Jeśli to możliwe, zamiast par kondensatorów (ceramika C21 + folia C28) lepiej umieścić importowane MKT, MKR o wartości 0,1 μF w każdym kanale, naturalnie wybrane z dokładnością nie gorszą niż 0,2% (jako eksperyment pokazało dokładność tej czwórki bezpośrednio determinuje jakość tłumienia bocznego, bo jak je usuniesz (zmniejszy się do 3,3-4,7nF) to tłumienie w dolnych pasmach wzrasta do 60-63dB!!!, ale niestety są potrzebne , w przeciwnym razie zmniejsza się odporność na zakłócenia AM), co pozwoliło na nieznaczną poprawę tłumienia strony lustrzanej przy 7MHz i 14MHz. Również obwody AGC są nieco zoptymalizowane (jest to już odzwierciedlone w obwodzie TPP (rys. 2) wersja 11.0), teraz nie ma trzasków przy ostrych i głośnych sygnałach, działa cicho i niezauważalnie, a przy tym jest dobrze, prawie całkowicie tłumi szum impulsowy. zmiany na płytce drukowanej są minimalne, jeśli płytka (Dla rysunku uszczelnienia, ułożonego na stronach 23 i 78 forum o nowoczesnym CCI) jest już gotowa - zamknij zworką R167 i podłącz górną nogę kondensatora C19, korygowanie gąsienic frezem. Zrobiłem to łatwiej - szkoda było przeciąć torów - przylutowałem wskazany przewodnik od strony przewodników drukowanych. Jeśli płytka nie została jeszcze przygotowana, to podczas produkcji lepiej użyć już poprawionego rysunku (jest to już odzwierciedlone na rysunku płytki drukowanej na ryc. 5 wersja 8.0). W tym wariancie zmieniłem również nieco routing naziemny w obszarze LM386. Dlatego „ziemny” zacisk C16 należy przylutować z 2 stron.

,