Wiktor Żukowski, Krasnoarmejsk, obwód doniecki.

UMZCH VV-2010 to nowość ze znanej linii wzmacniaczy UMZCH BB (high fidelity) [1; 2; pięć]. Na szereg zastosowanych rozwiązań technicznych wpłynęły prace Ageeva SI. ...

Wzmacniacz zapewnia Kr rzędu 0,001% przy częstotliwości 20 kHz przy Pout = 150 W przy obciążeniu 8 Ohm, małe pasmo częstotliwości sygnału na poziomie -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz, Szybkość narastania napięcia wyjściowego -100 V/μs, stosunek sygnału do szumu i sygnał/tło -120 dB.

Dzięki zastosowaniu wzmacniacza operacyjnego działającego w trybie lekkim, a także wykorzystaniu tylko stopni z OK i OB we wzmacniaczu napięcia, pokrytych głębokim lokalnym OOS, BB UMZCH jest wysoce liniowy jeszcze przed ogólnym OOS pokryty. W pierwszym wzmacniaczu wysokiej wierności w 1985 roku zastosowano rozwiązania, które do tej pory były stosowane tylko w technice pomiarowej: tryby prądu stałego są obsługiwane przez oddzielną jednostkę serwisową, aby zmniejszyć poziom zniekształceń interfejsu, rezystancję przejścia styku grupa przekaźników przełączających AC jest pokryta wspólnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym, a specjalna jednostka skutecznie kompensuje wpływ na te zniekształcenia rezystancji kabli AC. Tradycja została zachowana w UMZCH VV-2010, jednocześnie ogólny OOS obejmuje również rezystancję wyjściowego filtra dolnoprzepustowego.

W zdecydowanej większości projektów innych UMZCH, zarówno profesjonalnych, jak i amatorskich, wielu z tych rozwiązań wciąż nie ma. Jednocześnie wysokie parametry techniczne i audiofilskie zalety UMZCH BB są osiągane dzięki prostym rozwiązaniom obwodów i minimalnej liczbie aktywnych elementów. W rzeczywistości jest to stosunkowo prosty wzmacniacz: jeden kanał można zmontować bez pośpiechu w kilka dni, a regulacja polega jedynie na ustawieniu wymaganego prądu spoczynkowego tranzystorów wyjściowych. Specjalnie dla początkujących radioamatorów opracowano metodę sprawdzania i regulacji krok po kroku węzeł po węźle, za pomocą której można bezpiecznie zlokalizować miejsca ewentualnych błędów i zapobiec ich ewentualnym skutkom jeszcze przed kompletny montaż UMZCH. Na wszystkie możliwe pytania dotyczące tego lub podobnych wzmacniaczy znajdują się szczegółowe wyjaśnienia, zarówno na papierze, jak iw Internecie.

Na wejściu wzmacniacza przewidziany jest filtr górnoprzepustowy R1C1 o częstotliwości odcięcia 1,6 Hz, rys. 1. Jednak sprawność układu stabilizacji trybu pozwala na pracę wzmacniacza z sygnałem wejściowym o napięciu do 400 mV DC. Dlatego wykluczony jest C1, który realizuje odwieczne audiofilskie marzenie o ścieżce bez kondensatorów © i znacząco poprawia brzmienie wzmacniacza.

Pojemność kondensatora C2 wejściowego filtra dolnoprzepustowego R2C2 dobierana jest tak, aby częstotliwość odcięcia wejściowego filtra dolnoprzepustowego z uwzględnieniem impedancji wyjściowej przedwzmacniacza 500 Ohm -1 kOhm zawierała się w zakresie od 120 do 200 kHz. Obwód korekcji częstotliwości R3R5C3 jest umieszczony na wejściu wzmacniacza operacyjnego DA1, który ogranicza pasmo harmonicznych i zakłóceń odbieranych przez obwód sprzężenia zwrotnego od strony wyjściowej UMZCH, z pasmem 215 kHz na poziomie -3 dB i zwiększa stabilność wzmacniacza. Układ ten pozwala zredukować sygnał różnicowy powyżej częstotliwości odcięcia obwodu, a tym samym wyeliminować niepotrzebne przeciążanie wzmacniacza napięciowego sygnałami zakłóceń wysokoczęstotliwościowych, zakłóceń i harmonicznych, eliminując możliwość wystąpienia dynamicznych zniekształceń intermodulacyjnych (TIM; DIM).

Następnie sygnał podawany jest na wejście niskoszumnego wzmacniacza operacyjnego z tranzystorami polowymi na wejściu DA1. Wiele „roszczeń” do UMZCH BB wysuwają przeciwnicy na temat użycia na wejściu wzmacniacza operacyjnego, rzekomo degradującego jakość dźwięku i „kradającego wirtualną głębię” dźwięku. W związku z tym należy zwrócić uwagę na pewne dość oczywiste cechy działania wzmacniacza operacyjnego w materiale wybuchowym UMZCH.

Wzmacniacze operacyjne, przedwzmacniacze, wzmacniacze operacyjne post-DAC są zmuszone do wytworzenia kilku woltów napięcia wyjściowego. Ponieważ wzmocnienie wzmacniacza operacyjnego jest niewielkie, od 500 do 2000 razy przy 20 kHz, wskazuje to na ich pracę ze stosunkowo wysokim napięciem sygnału różnicowego - od kilkuset mikrowoltów przy niskich częstotliwościach do kilku miliwoltów przy 20 kHz i wysokie prawdopodobieństwo wprowadzenia zniekształceń intermodulacyjnych przez stopień wejściowy wzmacniacza operacyjnego. Napięcie wyjściowe tych wzmacniaczy operacyjnych jest równe napięciu wyjściowemu ostatniego stopnia wzmocnienia napięcia, zwykle wykonywanego zgodnie ze schematem z OE. Napięcie wyjściowe rzędu kilku woltów wskazuje na pracę tego stopnia przy dość dużych napięciach wejściowych i wyjściowych, a w efekcie wprowadza zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Wzmacniacz operacyjny jest obciążony rezystancją równolegle połączonego obwodu OOS i obciążeniem, które czasami wynosi kilka kiloomów, co wymaga do kilku miliamperów od wtórnika wyjściowego wzmacniacza. Dlatego zmiany prądu wtórnika wyjściowego układu scalonego, którego stopnie wyjściowe pobierają prąd nie większy niż 2 mA, są dość znaczące, co również wskazuje, że wprowadzają zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Widzimy, że stopień wejściowy, stopień wzmocnienia napięciowego i stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego mogą wprowadzać zniekształcenia.

Ale obwody wzmacniacza o wysokiej wierności, ze względu na wysokie wzmocnienie i rezystancję wejściową części tranzystorowej wzmacniacza napięciowego, zapewniają bardzo łagodne warunki pracy dla wzmacniacza operacyjnego DA1. Sędzia dla siebie. Nawet w UMZCH, który wypracował nominalne napięcie wyjściowe 50 V, różnicowy stopień wejściowy wzmacniacza operacyjnego pracuje z sygnałami różnicowymi o napięciu od 12 μV przy częstotliwościach od 500 Hz do 500 μV przy częstotliwości 20 kHz. Stosunek dużej obciążalności wejściowej kaskady różnicowej, wykonanej na tranzystorach polowych, oraz skąpe napięcie sygnału różnicowego zapewnia dużą liniowość wzmocnienia sygnału. Napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego nie przekracza 300 mV. co wskazuje na niskie napięcie wejściowe stopnia wzmocnienia napięciowego ze wspólnym emiterem ze wzmacniacza operacyjnego - do 60 μV - oraz liniowy tryb jego pracy. Stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego dostarcza do obciążenia około 100 kOhm od strony podstawy VT2, prąd przemienny nie większy niż 3 μA. W konsekwencji stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego również pracuje w trybie niezwykle lekkim, praktycznie na biegu jałowym. W prawdziwym sygnale muzycznym napięcia i prądy przez większość czasu są o rząd wielkości mniejsze niż podane wartości.

Z porównania napięć sygnałów różnicowych i wyjściowych, a także prądu obciążenia widać, że na ogół wzmacniacz operacyjny w UMZCH BB pracuje setki razy lżej, a więc w trybie liniowym niż tryb wzmacniacza operacyjnego przedwzmacniaczy i wzmacniaczy operacyjnych post-DAC odtwarzaczy CD, które służą jako źródło sygnału dla UMZCH z dowolną głębią OOS, a także bez niej. W konsekwencji ten sam wzmacniacz operacyjny wprowadzi znacznie mniej zniekształceń w UMZCH BB niż w pojedynczym włączeniu.

Rzadko pojawia się opinia, że ​​zniekształcenia wprowadzane przez kaskadę niejednoznacznie zależą od napięcia sygnału wejściowego. To jest błąd. Zależność przejawu nieliniowości kaskady od napięcia sygnału wejściowego może być zgodna z jednym lub innym prawem, ale zawsze jest jednoznaczna: wzrost tego napięcia nigdy nie prowadzi do zmniejszenia wprowadzonego zniekształcenia, a jedynie do zwiększać.

Wiadomo, że poziom produktów zniekształceń na danej częstotliwości zmniejsza się proporcjonalnie do głębokości ujemnego sprzężenia zwrotnego dla tej częstotliwości. Wzmocnienie bez obciążenia, przed pokryciem wzmacniacza OOS, przy niskich częstotliwościach, ze względu na mały sygnał wejściowy, nie może być zmierzone. Według obliczeń, wzmocnienie bez obciążenia opracowane przed pokryciem OOS umożliwia osiągnięcie głębokości OOS na poziomie 104 dB przy częstotliwościach do 500 Hz. Pomiary dla częstotliwości zaczynających się od 10 kHz pokazują, że głębokość OOS przy częstotliwości 10 kHz osiąga 80 dB, przy częstotliwości 20 kHz – 72 dB, przy częstotliwości 50 kHz – 62 dB i 40 dB – przy częstotliwości 200 kHz. Rysunek 2 pokazuje charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową UMZCH VV-2010 i, dla porównania, podobną złożonością do UMZCH Leonida Zujewa.

Wysokie wzmocnienie przed pokryciem OOS jest główną cechą obwodów wzmacniacza WN. Ponieważ celem wszystkich sztuczek z obwodami jest osiągnięcie wysokiej liniowości i wysokiego wzmocnienia w celu utrzymania głębokiego OOS w najszerszym możliwym paśmie częstotliwości, oznacza to, że metody obwodów poprawiających parametry wzmacniaczy są wyczerpane przez takie struktury. Dalszą redukcję zniekształceń można zapewnić jedynie przez środki konstrukcyjne mające na celu zmniejszenie zakłóceń harmonicznych stopnia wyjściowego w obwodach wejściowych, zwłaszcza w odwracającym obwodzie wejściowym, z którego wzmocnienie jest maksymalne.

Inną cechą obwodu UMZCH BB jest kontrola prądu stopnia wyjściowego wzmacniacza napięciowego. Wejściowy wzmacniacz operacyjny steruje stopniem konwersji napięcia na prąd, wykonywanym z OK i OB, a wynikowy prąd jest odejmowany od prądu spoczynkowego stopnia, realizowanego zgodnie z układem z OB.

Zastosowanie rezystora linearyzującego R17 o rezystancji 1 kΩ w kaskadzie różnicowej VT1, VT2 na tranzystorach o różnych strukturach z szeregowym zasilaniem zwiększa liniowość konwersji napięcia wyjściowego wzmacniacza operacyjnego DA1 na prąd kolektora VT2 tworząc lokalne sprzężenie zwrotne o głębokości 40 dB. Widać to porównując sumę własnych rezystancji emitera VT1, VT2 - około 5 Ohm każdy - z rezystancją R17 lub sumę napięć termicznych VT1, VT2 - około 50 mV - ze spadkiem napięcia na rezystancji R17 , czyli 5,2 - 5,6 V...

Wzmacniacze zbudowane zgodnie z rozważanymi obwodami mają ostry, 40 dB na dekadę częstotliwości, spadek wzmocnienia powyżej częstotliwości 13 ... 16 kHz. Sygnał błędu, który jest produktem zniekształceń, przy częstotliwościach powyżej 20 kHz jest o dwa do trzech rzędów wielkości mniejszy niż użyteczny sygnał audio. Umożliwia to przekształcenie nadmiernej liniowości przy tych częstotliwościach kaskady różnicowej VT1, VT2 na wzrost wzmocnienia części tranzystorowej VN. Ze względu na niewielkie zmiany prądu kaskady różnicowej VT1, VT2 ze wzmocnieniem słabych sygnałów, jego liniowość nie ulega znacznemu pogorszeniu wraz ze spadkiem głębokości lokalnego OOS, ale działanie wzmacniacza operacyjnego DA1 w trybie pracy którego liniowość całego wzmacniacza zależy od tych częstotliwości, margines wzmocnienia ułatwi, ponieważ wszystkie napięcia określające zniekształcenia wprowadzane przez wzmacniacz operacyjny, począwszy od sygnału różnicowego do sygnału wyjściowego, zmniejszają się proporcjonalnie do wzmocnienia wzmocnienia z określoną częstotliwością.

Obwody korekcji wyprzedzenia fazy R18C13 i R19C16 zostały zoptymalizowane w symulatorze w celu zmniejszenia napięcia różnicowego wzmacniacza operacyjnego do częstotliwości kilku megaherców. Możliwe było zwiększenie wzmocnienia UMZCH VV-2010 w porównaniu z UMZCH VV-2008 przy częstotliwościach rzędu kilkuset kiloherców. Wzmocnienie wyniosło 4 dB przy 200 kHz, 6 przy 300 kHz, 8,6 przy 500 kHz, 10,5 dB przy 800 kHz, 11 dB przy 1 MHz i 10 do 12 dB przy częstotliwościach powyżej 2 MHz. Widać to na podstawie wyników symulacji, rys. 3, gdzie dolna krzywa dotyczy odpowiedzi częstotliwościowej obwodu korekcji wyprowadzenia UMZCH VV-2008, a górna - UMZCH VV-2010.

VD7 chroni złącze emitera VT1 przed napięciem wstecznym wynikającym z przepływu prądów ładowania C13, C16 w trybie ograniczania sygnału wyjściowego UMZCH napięciem i wynikającymi z nich napięciami granicznymi z dużą szybkością zmian na wyjściu op- wzmacniacz DA1.

Stopień wyjściowy wzmacniacza napięciowego wykonany jest na tranzystorze VT3, połączonym zgodnie z obwodem ze wspólną podstawą, co wyklucza przenikanie sygnału z obwodów wyjściowych stopnia do obwodów wejściowych i zwiększa jego stabilność. Stopień z OB, obciążony generatorem prądu na tranzystorze VT5 i rezystancją wejściową stopnia wyjściowego, rozwija wysokie stabilne wzmocnienie - do 13 000 ... 15 000 razy. Dobór rezystancji rezystora R24 to połowa rezystancji rezystora R26 gwarantuje równość prądów spoczynkowych VT1, VT2 i VT3, VT5. R24, R26 zapewniają lokalne OOS, które zmniejszają efekt efektu Earleya - zmianę p21e w zależności od napięcia kolektora i zwiększają początkową liniowość wzmacniacza odpowiednio o 40 dB i 46 dB. Zasilanie UN oddzielnym napięciem, modulo 15 V wyższym niż napięcie stopni wyjściowych, umożliwia wyeliminowanie efektu quasi-nasycenia tranzystorów VT3, VT5, co objawia się spadkiem p21e, gdy napięcie bazy kolektora spada poniżej 7 V.

Trzystopniowy wtórnik wyjściowy jest montowany na tranzystorach bipolarnych i nie wymaga specjalnych komentarzy. Nie próbuj walczyć z entropią ©, oszczędzając na prądzie spoczynkowym tranzystorów wyjściowych. Nie powinien być mniejszy niż 250 mA; w wersji autorskiej - 320 mA.

Przed aktywacją przekaźnika do włączenia AC K1 wzmacniacz jest objęty OOS1, realizowany przez włączenie dzielnika R6R4. Dokładność zgodności z rezystancją R6 i spójność tych rezystancji w różnych kanałach nie jest istotna, ale w celu utrzymania stabilności wzmacniacza ważne jest, aby rezystancja R6 była niewiele mniejsza niż suma rezystancji R8 i R70. Poprzez wyzwolenie przekaźnika K1, OOS1 zostaje wyłączony i obwód OOS2 utworzony przez R8R70C44 i R4 wchodzi do pracy i obejmuje grupę styków K1.1, gdzie R70C44 wyłącza wyjściowy filtr dolnoprzepustowy R71L1 R72C47 z obwodu OOS przy częstotliwościach powyżej 33 kHz. Zależny od częstotliwości OOS R7C10 tworzy spadek odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH na wyjściowy filtr dolnoprzepustowy przy częstotliwości 800 kHz na poziomie -3 dB i zapewnia margines głębokości OOS powyżej tej częstotliwości. Spadek odpowiedzi częstotliwościowej na zaciskach AC powyżej 280 kHz na poziomie -3 dB zapewnia wspólne działanie R7C10 i wyjściowego filtra dolnoprzepustowego R71L1-R72C47.

Własności rezonansowe głośników prowadzą do emisji wytłumionych drgań dźwiękowych przez dyfuzor, alikwotów po wystawieniu impulsu i wygenerowania własnego napięcia, gdy zwoje cewki głośnika przecinają linie pola magnetycznego w szczelinie układu magnetycznego. Współczynnik tłumienia pokazuje, jak duża jest amplituda oscylacji dyfuzora i jak szybko tłumią, gdy AC jest obciążony jako generator na impedancji UMZCH. Współczynnik ten jest równy stosunkowi rezystancji AC do sumy rezystancji wyjściowej UMZCH, rezystancji styku grupy styków przekaźnika przełączającego AC, rezystancji wyjściowego filtra dolnoprzepustowego, zwykle nawijanego z niewystarczającą średnica drutu, rezystancja styku zacisków kabla AC i rezystancja samych kabli AC.

Dodatkowo impedancja głośników jest nieliniowa. Przepływ zniekształconych prądów przez przewody kabli AC powoduje spadek napięcia o wysokim stopniu zniekształceń harmonicznych, który jest również odejmowany od niezniekształconego napięcia wyjściowego wzmacniacza. Dlatego sygnał na zaciskach AC jest zniekształcony znacznie bardziej niż na wyjściu UMZCH. Są to tak zwane zniekształcenia interfejsu.

Aby zredukować te zniekształcenia, stosuje się kompensację wszystkich składowych impedancji wyjściowej wzmacniacza. Własna rezystancja wyjściowa UMZCH wraz z rezystancją styków styków przekaźnika i rezystancją przewodu cewki wyjściowego filtra dolnoprzepustowego jest zmniejszona przez działanie głębokiego ogólnego OOS pobranego z prawego zacisku L1. Ponadto, podłączając odpowiedni zacisk R70 do „gorącego” zacisku AC, można łatwo skompensować rezystancję przejścia zacisku kabla AC i rezystancję jednego z przewodów AC, bez obawy o generowanie UMZCH z powodu przesunięć fazowych w przewody objęte OOS.

Jednostka do kompensacji rezystancji przewodów AC jest wykonana w postaci wzmacniacza odwracającego z Ky = -2 na wzmacniaczu operacyjnym DA2, R10, C4, R11 i R9. Napięcie wejściowe dla tego wzmacniacza to spadek napięcia na „zimnym” („ziemnym”) przewodzie AC. Ponieważ jego rezystancja jest równa rezystancji „gorącego” przewodu kabla AC, aby skompensować rezystancję obu przewodów, wystarczy podwoić napięcie na „zimnym” przewodzie, odwrócić go i przez rezystor R9 za pomocą opór równy sumie rezystancji R8 i R70 obwodu OOS, zastosuj go do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego DA1 ... Wówczas napięcie wyjściowe UMZCH wzrośnie o sumę spadków napięć na przewodach AC, co jest równoznaczne z wyeliminowaniem wpływu ich rezystancji na współczynnik tłumienia i poziom zniekształceń interfejsu na zaciskach AC. Kompensacja spadku rezystancji przewodów AC nieliniowej składowej tylnego pola elektromagnetycznego głośników jest szczególnie potrzebna przy niskich częstotliwościach zakresu audio. Napięcie sygnału na głośniku HF jest ograniczone przez rezystor i kondensator połączone z nim szeregowo. Ich złożona rezystancja jest znacznie wyższa niż rezystancja przewodów kabla AC, dlatego kompensacja tej rezystancji przy HF jest bez znaczenia. Na tej podstawie obwód całkujący R11C4 ogranicza pasmo częstotliwości roboczej kompensatora do 22 kHz.

Należy zwrócić szczególną uwagę: rezystancję „gorącego” przewodu kabla AC można skompensować przez zakrycie jego ogólnego OOS, podłączając odpowiedni zacisk R70 specjalnym przewodem do „gorącego” zacisku AC. W takim przypadku należy skompensować tylko rezystancję „zimnego” przewodu AC, a wzmocnienie kompensatora rezystancji przewodu należy zredukować do wartości Ku = -1 poprzez dobranie rezystancji rezystora R10 równej rezystancji rezystora R11.

Zabezpieczenie nadprądowe zapobiega uszkodzeniu tranzystorów wyjściowych na skutek zwarcia w obciążeniu. Rezystory R53 - R56 i R57 - R60 służą jako czujnik prądu, co wystarczy. Przepływ prądu wyjściowego wzmacniacza przez te rezystory powoduje spadek napięcia, który jest przyłożony do dzielnika R41R42. Napięcie o wartości większej niż próg otwiera tranzystor VT10, a jego prąd kolektora otwiera komórkę wyzwalającą VT8 VT8VT9. To ogniwo przechodzi w stan ustalony z otwartymi tranzystorami i bocznikuje obwód HL1VD8, zmniejszając prąd przez diodę Zenera do zera i blokując VT3. Rozładowanie C21 przy małym prądzie bazowym VT3 może zająć kilka milisekund. Po wyzwoleniu ogniwa wyzwalającego napięcie na dolnej płycie C23, naładowane napięciem diody LED HL1 do 1,6 V, wzrasta z poziomu -7,2 V od dodatniej szyny zasilającej UN do poziomu -1,2 V 1, napięcie na górnej płycie tego kondensatora również wzrasta o 5 V. C21 jest szybko rozładowywane przez rezystor R30 w C23, tranzystor VT3 jest zablokowany. Tymczasem otwiera się VT6 i poprzez R33, R36 otwiera VT7. VT7 bocznikuje diodę Zenera VD9, rozładowuje kondensator C22 przez R31 i blokuje tranzystor VT5. Nie otrzymując napięcia polaryzacji, tranzystory stopnia wyjściowego również są wyłączone.

Przywrócenie początkowego stanu wyzwalacza i włączenie UMZCH odbywa się poprzez naciśnięcie przycisku SA1 „Reset ochrony”. C27 jest ładowany prądem kolektora VT9 i omija obwód podstawowy VT8, blokując komórkę wyzwalającą. Jeśli do tego momentu sytuacja awaryjna została wyeliminowana i VT10 jest zablokowany, komórka przechodzi w stan ze stabilnie zamkniętymi tranzystorami. VT6, VT7 są zamknięte, napięcie odniesienia jest przykładane do podstaw VT3, VT5, a wzmacniacz przechodzi w tryb pracy. Jeżeli zwarcie w obciążeniu UMZCH trwa nadal, zabezpieczenie zostaje ponownie uruchomione, nawet jeśli kondensator C27 jest podłączony do SA1. Zabezpieczenie działa na tyle skutecznie, że podczas prac nad regulacją korekcji wzmacniacz był kilkakrotnie odłączany od napięcia dla drobnego przelutowania… przez dotknięcie wejścia nieodwracającego. Powstałe samowzbudzenie doprowadziło do wzrostu prądu tranzystorów wyjściowych, a ochrona wyłączyła wzmacniacz. Chociaż generalnie nie można sugerować tej prymitywnej metody, nie zaszkodziła ona tranzystorom wyjściowym ze względu na zabezpieczenie nadprądowe.

Praca kompensatora rezystancji przewodów AC.

Skuteczność kompensatora UMZCH VV-2008 została przetestowana starą audiofilską metodą, przez ucho, przełączając wejście kompensatora między przewodem kompensacyjnym a wspólnym przewodem wzmacniacza. Poprawa brzmienia była wyraźnie zauważalna, a przyszły właściciel bardzo chciał kupić wzmacniacz, więc nie prowadzono pomiarów działania kompensatora. Zalety schematu „spychacza kabli” były tak oczywiste, że konfiguracja „kompensator + integrator” została przyjęta jako standardowa jednostka do instalacji we wszystkich opracowywanych wzmacniaczach.

To zdumiewające, jak wiele niepotrzebnych kontrowersji narosło w Internecie na temat przydatności/niepotrzebności kompensacji rezystancji kabla. Jak zwykle ci, którym niezwykle prosty schemat ściągania izolacji wydawał się skomplikowany i niezrozumiały, koszty za niego wygórowane, a instalacja pracochłonna © szczególnie nalegali na odsłuch sygnału nieliniowego. Pojawiły się nawet sugestie, że skoro tyle pieniędzy wydaje się na sam wzmacniacz, grzechem jest oszczędzać na świętym, ale trzeba iść najlepszą, efektowną drogą, jaką kroczy cała cywilizowana ludzkość i… stać się normalnym, ludzkim © super drogie kable wykonane z metali szlachetnych. Ku mojemu wielkiemu zdziwieniu, oliwy do ognia dolały wypowiedzi szanowanych specjalistów o bezużyteczności jednostki kompensacyjnej w domu, w tym tych specjalistów, którzy z powodzeniem stosują tę jednostkę w swoich wzmacniaczach. Jest bardzo godne ubolewania, że ​​wielu kolegów radioamatorów z nieufnością reagowało na doniesienia o poprawie jakości dźwięku na niskich i średnich tonach z włączeniem kompensatora, zrobili wszystko, aby uniknąć tego prostego sposobu usprawnienia pracy UMZCH, niż okradli sami.

Przeprowadzono trochę badań, aby udokumentować prawdę. Z generatora GZ-118 do UMZCH VV-2010 doprowadzono szereg częstotliwości w pobliżu częstotliwości rezonansowej prądu przemiennego, napięcie monitorowano za pomocą oscyloskopu S1-117, a Kr na zaciskach prądu przemiennego mierzono za pomocą INI S6- 8, rys. 4. Rezystor R1 jest zainstalowany, aby uniknąć pobrań na wejściu kompensatora podczas przełączania go między sterowaniem a wspólnym przewodem. W eksperymencie wykorzystaliśmy zwykłe i powszechnie dostępne kable AC o długości 3m i 6m2. mm, a także system głośników GIGA FS Il o zakresie częstotliwości 25-22.000 Hz, nominalnej impedancji 8 omów i nominalnej mocy 90 W firmy Acoustic Kingdom.

Niestety obwód wzmacniaczy sygnałów harmonicznych z kompozycji C6-8 przewiduje zastosowanie w obwodach OOS kondensatorów tlenkowych o dużej pojemności. Prowadzi to do wpływu szumu niskoczęstotliwościowego tych kondensatorów na rozdzielczość urządzenia przy niskich częstotliwościach, w wyniku czego jego rozdzielczość przy niskich częstotliwościach pogarsza się. Przy pomiarze sygnału Kr o częstotliwości 25 Hz z GZ-118 bezpośrednio do C6-8 odczyty przyrządu tańczą wokół wartości 0,02%. Nie jest możliwe ominięcie tego ograniczenia filtrem wycinającym generatora GZ-118 w przypadku pomiaru sprawności kompensatora, gdyż liczba dyskretnych wartości częstotliwości strojenia filtra 2T jest ograniczona przy niskich częstotliwościach do wartości 20,60, 120, 200 Hz i nie pozwala nam zmierzyć Kr na interesujących nas częstotliwościach. Dlatego też niechętnie jako punkt odniesienia przyjęto poziom 0,02%.

Przy częstotliwości 20 Hz przy napięciu na zaciskach prądu przemiennego o wartości szczytowej 3 V, co odpowiada mocy wyjściowej 0,56 W przy obciążeniu 8 omów, Kr wynosił 0,02% przy włączonym kompensatorze i 0,06% po jego włączeniu poza. Przy napięciu 10 V amperów, co odpowiada mocy wyjściowej 6,25 W, wartość Kr wynosi odpowiednio 0,02% i 0,08%, przy napięciu 20 V amperów i mocy 25 W - 0,016% i 0,11%, i przy napięciu 30 W amplitudzie i mocy 56 W - 0,02% i 0,13%.

Znając lekki stosunek producentów importowanego sprzętu do walorów napisów dotyczących mocy, a także pamiętając o cudownej, po przyjęciu zachodnich standardów, transformacji systemu głośnikowego 35AC-1 z subwooferem o mocy 30 W do S-90, długotrwała moc ponad 56 W nie była dostarczana do AC.

Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 25 W Kr wynosił 0,02% i 0,12% przy włączonej/wyłączonej jednostce kompensacji, a przy mocy 56 W - 0,02% i 0,15%.

Jednocześnie sprawdzono konieczność i skuteczność pokrycia wyjściowego filtra dolnoprzepustowego ogólnego OOS. Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 56 W i połączonym szeregowo z jednym z przewodów wyjściowego AC filtra dolnoprzepustowego RL-RC, podobnego do zainstalowanego w superliniowym UMZCH, Kr z wyłączonym kompensatorem osiąga 0,18 %. Przy częstotliwości 30 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,06% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną. Przy częstotliwości 35 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,04% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną. Przy częstotliwościach 40 i 90 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,04% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną oraz przy częstotliwości 60 Hz -0,02% i 0,06%.

Wnioski są jasne. Obserwuje się obecność nieliniowych zniekształceń sygnału na zaciskach AC. Wyraźnie rejestrowane jest pogorszenie liniowości sygnału na zaciskach AC wraz z jego włączeniem przez nieskompensowaną, nie pokrytą przez OOS rezystancję filtra dolnoprzepustowego, zawierającego 70 cm stosunkowo cienkiego przewodu. Zależność poziomu zniekształceń od mocy dostarczanej do AC sugeruje, że zależy on od stosunku mocy sygnału do mocy nominalnej głośników niskotonowych AC. Zniekształcenie jest najbardziej wyraźne przy częstotliwościach bliskich rezonansowi. Back-EMF generowany przez głośniki w odpowiedzi na sygnał dźwiękowy jest bocznikowany przez sumę rezystancji wyjściowej UMZCH i rezystancji przewodów kabla AC, dlatego poziom zniekształceń na zaciskach AC zależy bezpośrednio od rezystancja tych przewodów i rezystancja wyjściowa wzmacniacza.

Stożek słabo wytłumionego subwoofera sam w sobie emituje szum, a dodatkowo głośnik generuje szeroki ogon produktów THD i zniekształceń intermodulacyjnych, które reprodukuje głośnik średniotonowy. To wyjaśnia pogorszenie dźwięku na średnich częstotliwościach.

Pomimo przyjętego założenia zerowego poziomu Kr 0,02% ze względu na niedoskonałość ISI, wpływ kompensatora rezystancji kabla na zniekształcenia sygnału na zaciskach AC jest wyraźnie i jednoznacznie odnotowany. Można stwierdzić, że wnioski wyciągnięte po odsłuchu działania układu kompensacyjnego na sygnale muzycznym oraz wyniki pomiarów instrumentalnych są w pełni zgodne.

Poprawę, wyraźnie słyszalną po włączeniu ściągacza, można wytłumaczyć tym, że gdy znikną zniekształcenia na zaciskach AC, to głośnik średniotonowy przestaje odtwarzać cały ten brud. Podobno zatem poprzez redukcję lub eliminację odtwarzania zniekształceń przez głośnik średniotonowy powstał dwuprzewodowy obwód do włączania głośnika, tzw. „Bi-wiring”, gdy łącza LF i MF-HF są połączone różnymi kablami, ma przewagę w dźwięku w porównaniu ze schematem z jednym kablem. Ponieważ jednak w układzie dwuprzewodowym zniekształcony sygnał na zaciskach sekcji AC LF nigdzie nie zanika, układ ten przegrywa z wersją z kompozytorem pod względem współczynnika tłumienia drgań własnych stożka głośnika niskotonowego.

Fizyki nie da się oszukać, a dla przyzwoitego dźwięku nie wystarczy uzyskać genialne działanie na wyjściu wzmacniacza przy obciążeniu rezystancyjnym, ale trzeba też nie tracić liniowości po doprowadzeniu sygnału do zacisków głośnikowych. Jako część dobrego wzmacniacza absolutnie niezbędny jest kompensator, wykonany zgodnie z takim lub innym schematem.

Integrator.

Przetestowano również wydajność i możliwość zmniejszenia błędu integratora na DA3. W UMZCH BB ze wzmacniaczem operacyjnym TL071 stałe napięcie wyjściowe mieści się w zakresie 6 ... 9 mV i nie było możliwe zmniejszenie tego napięcia przez włączenie dodatkowego rezystora w nieodwracającym obwodzie wejściowym.

Efekt szumu niskoczęstotliwościowego, typowego dla wzmacniaczy operacyjnych z wejściem DC, ze względu na pokrycie głębokiego sprzężenia zwrotnego przez obwód zależny od częstotliwości R16R13C5C6, objawia się niestabilnością napięcia wyjściowego rzędu kilku miliwoltów, czyli -60 dB względem do napięcia wyjściowego przy znamionowej mocy wyjściowej, przy częstotliwościach poniżej 1 Hz nieodtwarzalne głośniki.

W Internecie wspomniano o niskiej rezystancji diod ochronnych VD1 ... VD4, co podobno wprowadza błąd w pracy integratora z powodu powstania dzielnika (R16 + R13) / R VD2 | VD4 . . Aby sprawdzić rezystancję wsteczną diod ochronnych, zmontowano obwód na ryc. 6. Tutaj OA DA1, połączona zgodnie z obwodem wzmacniacza odwracającego, jest pokryta przez OOS przez R2, jego napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do prądu w obwodzie badanej diody VD2 i rezystora ochronnego R2 o współczynniku 1 mV/nA, a rezystancja obwodu R2VD2 - o współczynniku 1 mV/15 GΩ. Aby wykluczyć wpływ błędów addytywnych wzmacniacza operacyjnego - napięcia polaryzacji i prądu wejściowego - na wyniki pomiaru prądu upływu diody należy jedynie obliczyć różnicę między własnym napięciem wzmacniacza operacyjnego mierzonym bez badanej diody a napięcie wyjściowe ampera po jego zainstalowaniu. W praktyce różnica napięć wyjściowych wzmacniacza operacyjnego wynosząca kilka miliwoltów daje wartość rezystancji zwrotnej diody rzędu dziesięciu do piętnastu gigaomów przy napięciu wstecznym 15 V. Oczywiście prąd upływu nie będzie wzrastać wraz ze spadkiem napięcia na diodzie do poziomu kilku miliwoltów, charakterystycznego dla napięcia różnicowego integratora wzmacniacza operacyjnego i kompensatora ...

Ale fotoefekt tkwiący w diodach umieszczonych w szklanej obudowie naprawdę prowadzi do znacznej zmiany napięcia wyjściowego UMZCH. Kiedy zostały oświetlone żarówką o mocy 60 W z odległości 20 cm, stałe napięcie na wyjściu UMZCH wzrosło do 20 ... 3O mV. Chociaż jest mało prawdopodobne, aby podobny poziom oświetlenia można było zaobserwować wewnątrz obudowy wzmacniacza, kropla farby nałożona na te diody wyeliminowała zależność trybów UMZCH od oświetlenia. Zgodnie z wynikami symulacji, spadek odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH nie jest obserwowany nawet przy częstotliwości 1 miliherca. Ale nie powinieneś zmniejszać stałej czasowej R16R13C5C6. Fazy ​​napięć przemiennych na wyjściach integratora i kompensatora są przeciwne, a wraz ze spadkiem pojemności kondensatorów lub rezystancji rezystorów integratora wzrost jego napięcia wyjściowego może pogorszyć kompensację przewodu AC odporność.

Porównanie brzmienia wzmacniaczy. Dźwięk zmontowanego wzmacniacza porównano z dźwiękiem kilku zagranicznych wzmacniaczy przemysłowych. Źródłem był odtwarzacz CD firmy Cambridge Audio, przedwzmacniacz Radiotekhnika UP-001 służył do wysterowania i regulacji poziomu dźwięku na terminalu UMZCH, w Sugden A21a i NAD C352 zastosowano standardowe regulatory.

Jako pierwszy sprawdził legendarny, szokujący i piekielnie drogi angielski UMZCH „Sugden A21a”, pracujący w klasie A z mocą wyjściową 25 watów. Co godne uwagi, w dołączonej dokumentacji do VCL Brytyjczycy uznali za błogosławieństwo niewskazywanie poziomu zniekształceń nieliniowych. Powiedzmy, że nie chodzi o zniekształcenia, ale o duchowość. „Sugden А21а>” przegrał z UMZCH VV-2010 z porównywalną mocą zarówno pod względem poziomu, jak i czystości, pewności siebie, szlachetności brzmienia przy niskich częstotliwościach. Nie jest to zaskakujące, biorąc pod uwagę specyfikę jego obwodów: tylko dwustopniowy quasi-symetryczny wtórnik wyjściowy na tranzystorach o tej samej strukturze, zmontowany zgodnie z obwodami z lat 70. ubiegłego wieku o stosunkowo wysokiej rezystancji wyjściowej i elektrolitycznym kondensator podłączony na wyjściu, który dodatkowo zwiększa całkowitą impedancję wyjściową - to ostatnie rozwiązanie samo w sobie degraduje dźwięk dowolnych wzmacniaczy na niskich i średnich częstotliwościach. Przy średnich i wysokich częstotliwościach UMZCH BB wykazywał większą szczegółowość, przejrzystość i doskonałe studium sceny, w której śpiewacy i instrumenty można było wyraźnie zlokalizować w dźwięku. Nawiasem mówiąc, mówiąc o korelacji obiektywnych danych pomiarowych z subiektywnymi wrażeniami dźwiękowymi: w jednym z artykułów prasowych konkurentów Sugdena jego Kr określono na poziomie 0,03% przy częstotliwości 10 kHz.

Kolejnym był także angielski wzmacniacz NAD C352. Ogólne wrażenie było takie samo: wyraźny dźwięk „wiadra” Anglika na basie nie pozostawiał mu żadnych szans, a praca UMZCH BB została uznana za nienaganną. W przeciwieństwie do NADa, którego brzmienie kojarzyło się z gęstymi krzakami, wełną, watą, brzmienie BB-2010 na średnich i wysokich częstotliwościach pozwoliło na wyraźne odróżnienie głosów wykonawców w chórze ogólnym i instrumentów w orkiestrze. W pracy NAD C352 wyraźnie wyrażono efekt lepszej słyszalności głośniejszego wykonawcy, głośniejszego instrumentu. Jak ujął to sam właściciel wzmacniacza, w brzmieniu BB UMZCH wokaliści nie „krzyczeli” do siebie, a skrzypce nie walczyły w potędze dźwięku z gitarą czy trąbką, ale wszystkimi instrumentami spokojnie i harmonijnie „byli przyjaciółmi” w ogólnym obrazie dźwiękowym melodii. Przy wysokich częstotliwościach UMZCH VV-2010, według audiofilów z przenośniami, brzmi jak „jakby rysował dźwięk cienkim, cienkim pędzlem”. Efekty te można przypisać różnicy w zniekształceniach intermodulacyjnych wzmacniaczy.

Dźwięk UMZCH Rotel RB 981 był podobny do dźwięku NAD C352, z wyjątkiem lepszej wydajności przy niskich częstotliwościach, ale UMZCH VV-2010 w jasności sterowania AC przy niskich częstotliwościach, a także przejrzystości, delikatności dźwięku przy średnich i wysokich częstotliwościach pozostał bezkonkurencyjny.

Najciekawsze pod względem rozumienia sposobu myślenia audiofilów była powszechna opinia, że ​​mimo wyższości nad tymi trzema UMZCH, wnoszą do dźwięku „ciepło”, co czyni go przyjemniejszym, a BB UMZCH działa płynnie, „jest neutralny dla dźwięku”.

Japoński Dual CV1460 zaraz po włączeniu gubił się w dźwięku w najbardziej oczywisty dla wszystkich sposób i nie tracił czasu na szczegółowe odsłuchiwanie. Jego Kr mieścił się w zakresie 0,04 ... 0,07% przy małej mocy.

Główne wrażenia z porównania wzmacniaczy w głównych cechach były całkowicie identyczne: BB UMZCH wyprzedzał je w brzmieniu bezwarunkowo i jednoznacznie. Dlatego dalsze testy uznano za niepotrzebne. W rezultacie przyjaźń wygrała, wszyscy dostali to, czego chcieli: za ciepłe, intymne brzmienie - Sugden, NAD i Rotel, oraz aby usłyszeć reżysera nagranego na płycie - UMZCH VV-2010.

Osobiście lubię UMZCH o wysokiej wierności z jego lekkim, czystym, nieskazitelnym, szlachetnym dźwiękiem, który żartobliwie odtwarza pasaże o dowolnej złożoności. Jak to ujął mój znajomy audiofil z dużym doświadczeniem, dźwięki bębnów na niskich częstotliwościach wypracowuje bez opcji, jak prasa, w środku brzmi jakby nie istniała, a przy wysokich częstotliwościach zdaje się rysować dźwięk cienkim pędzlem. Dla mnie niestresujący dźwięk UMZCH BB wiąże się z łatwością obsługi kaskad.

Literatura

1. Suchow I. UMZCH o wysokiej wierności. Radio, 1989, nr 6, s. 55-57; nr 7, s. 57-61.

2. Ridiko L. UMZCH BB na nowoczesnej podstawie elementów z systemem sterowania mikrokontrolerem. "Radiohobby", 2001, nr 5, s. 52-57; nr 6, s. 50-54; 2002, nr 2, s. 53-56.

3. Ageev S. Superlinear UMZCH z głębokim OOS „Radio”, 1999, nr 10 ... 12; "Radio", 2000, nr 1; 2; 4 ... 6; 9 ... 11.

4. Zujew. L. UMZCH z równoległym OOS. "Radio", 2005, nr 2, s. 14.

5. Zhukovsky V. Dlaczego potrzebujesz prędkości UMZCH (lub „UMZCH VV-2008”). "Radiohobby", 2008, nr 1, s. 55-59; nr 2, s. 49-55.

UMZCH VVS-2011 wersja Ultimate

Wersja UMZCH VVS-2011 Ostateczny autor schematu Wiktor Żukowski Krasnoarmejsk

Specyfikacja wzmacniacza:
1. Duża moc: 150 W/8 omów,
2. Wysoka liniowość - 0,000,2 ... 0,000,3% przy 20 kHz 100 W / 4 Ohm,
Kompletny zestaw węzłów serwisowych:
1. Utrzymanie zerowego napięcia stałego,
2. Kompensator rezystancji przewodów AC,
3. Aktualna ochrona,
4. Zabezpieczenie przed stałym napięciem na wyjściu,
5. Płynny start.

Schemat UMZCH VVS2011

Uczestnik wielu popularnych projektów LepekhinV (Vladimir Lepekhin) był zaangażowany w układ płytek drukowanych. Wyszło bardzo dobrze).

Płyta UMZCH-VVS2011

Płytka wzmacniacza ULF VVS-2011 został zaprojektowany do odmuchu tunelowego (równolegle do chłodnicy). Instalacja tranzystorów UN (wzmacniacz napięcia) i VC (stopień wyjściowy) jest nieco trudna, ponieważ montaż/demontaż należy wykonać śrubokrętem przez otwory w płytce PCB o średnicy około 6 mm. Gdy dostęp jest otwarty, projekcja tranzystorów nie wpada pod płytkę, jest to o wiele wygodniejsze. Musiałem trochę zmodyfikować tablicę.

Nie wziąłem pod uwagę jednego punktu w nowym PP- jest to wygoda ustawienia zabezpieczenia na płytce wzmacniacza:

C25 0,1n, R42*820 Ohm i R41 1k, wszystkie elementy SMD znajdują się po stronie lutowniczej, co jest bardzo niewygodne podczas ustawiania, ponieważ konieczne będzie kilkakrotne odkręcenie i przymocowanie śrub mocujących PP na stojakach i tranzystorach do grzejników. Zdanie: R42*820 składa się z dwóch rezystorów SMD umieszczonych równolegle, stąd propozycja: jeden rezystor SMD lutujemy od razu, drugi rezystor wyjściowy lutujemy z baldachimem do VT10, jeden zacisk do podstawy, drugi do emitera, dobieramy do odpowiedniego. Podnieśliśmy to, zmieniamy wyjście na smd, dla jasności:

Wzmacniacz mocy o wysokiej wierności dźwięku (UMZCH), opracowany w 1989 roku przez Nikołaja Suchowa, słusznie można nazwać legendarnym. Został opracowany przy użyciu profesjonalnego podejścia opartego na wiedzy i doświadczeniu w dziedzinie obwodów analogowych. W efekcie parametry tego wzmacniacza okazały się tak wysokie, że nawet dzisiaj konstrukcja ta nie straciła na aktualności. W tym artykule opisano nieco ulepszoną wersję wzmacniacza. Udoskonalenia sprowadzają się do zastosowania nowej bazy elementów oraz zastosowania systemu sterowania mikrokontrolerem.

Wzmacniacz mocy (PA) jest integralną częścią każdego kompleksu odtwarzania dźwięku. Dostępnych jest wiele opisów budowy takich wzmacniaczy. Jednak w przeważającej większości przypadków, nawet przy bardzo dobrych parametrach, brak jest udogodnień serwisowych. Ale w dzisiejszych czasach, gdy mikrokontrolery są szeroko rozpowszechnione, nie jest trudno stworzyć wystarczająco doskonały system sterowania. Jednocześnie domowe urządzenie pod względem nasycenia funkcjonalnego może nie ustępować najlepszym markowym próbkom. Wariant UMZCH VV z systemem sterowania mikrokontrolerem pokazano na ryc. jeden:

Figa. 1. Zewnętrzna część wzmacniacza.

Oryginalny obwód VV UMZCH ma parametry wystarczające, aby wzmacniacz nie był dominującym źródłem nieliniowości toru odtwarzania dźwięku w całym zakresie mocy wyjściowych. Dlatego dalsza poprawa właściwości nie daje już zauważalnych korzyści.

Przynajmniej jakość dźwięku różnych fonogramów różni się znacznie bardziej niż jakość dźwięku wzmacniaczy. Na ten temat można zacytować z magazynu „Audio”: „ Istnieją oczywiste różnice słuchowe w kategoriach takich jak głośniki, mikrofony, przetworniki LP, pokoje odsłuchowe, przestrzenie studyjne, sale koncertowe, a zwłaszcza konfiguracje studyjne i sprzęt nagraniowy używane przez różne firmy nagraniowe. Jeśli chcesz usłyszeć subtelne różnice w scenie dźwiękowej, porównaj nagrania Johna Eargle'a na Delos z nagraniami Jacka Rennera na Telarc, a nie na przedwzmacniaczach. Lub jeśli chcesz usłyszeć subtelne różnice w przejściach, porównaj studyjne nagrania jazzowe dmp z nagraniami jazzowymi Chesky, a nie dwoma kablami połączeniowymi.»

Mimo to miłośnicy Hi-Endu nie przestają szukać „właściwego” dźwięku, który dotyka m.in. UM. W rzeczywistości PA jest przykładem bardzo prostej ścieżki liniowej. Obecny poziom zaawansowania obwodów pozwala zapewnić takiemu urządzeniu na tyle wysokie parametry, aby wprowadzone zniekształcenia stały się niewidoczne. Dlatego w praktyce każde dwa nowoczesne, nieekscentrycznie zaprojektowane PA brzmią tak samo. Wręcz przeciwnie, jeśli PA ma jakiś szczególny, specyficzny dźwięk, to mówi tylko jedno: zniekształcenia wprowadzane przez taki PA są świetne i dobrze zauważalne.

Nie oznacza to, że zaprojektowanie wysokiej jakości PA jest bardzo łatwe. Istnieje wiele subtelności, zarówno schematycznych, jak i konstruktywnych planów. Ale wszystkie te subtelności są od dawna znane poważnym producentom PA, a poważne błędy w projektach nowoczesnych PA zwykle nie występują. Wyjątkiem są drogie wzmacniacze Hi-End, które często są źle zaprojektowane. Nawet jeśli zniekształcenia wprowadzane przez PA są przyjemne dla ucha (jak twierdzą fani wzmacniaczy lampowych), to nie ma to nic wspólnego z wysoką wiernością reprodukcji dźwięku.

Oprócz tradycyjnych wymagań dotyczących łączy szerokopasmowych i dobrej liniowości, wysokiej jakości PA ma szereg dodatkowych wymagań. Czasem słychać, że do użytku domowego wystarczy wzmacniacz o mocy 20-35 W. Jeśli mówimy o mocy średniej, to stwierdzenie to jest prawdziwe. Ale prawdziwy sygnał muzyczny może mieć szczytowy poziom mocy od 10 do 20 razy większy od średniej. Dlatego, aby uzyskać niezakłóconą reprodukcję takiego sygnału przy średniej mocy 20 W, konieczne jest posiadanie mocy PA około 200 W. Dla przykładu, oto konkluzja ekspertyzy dla wzmacniacza opisanego w: “ Jedynym zastrzeżeniem była niewystarczająca głośność dźwięku dużych instrumentów perkusyjnych, co tłumaczy się niewystarczającą mocą wyjściową wzmacniacza (szczyt 120 watów przy obciążeniu 4 omów).»

Systemy głośnikowe (AC) są złożonym obciążeniem i mają bardzo złożoną impedancję w zależności od częstotliwości. Przy niektórych częstotliwościach może to być 3-4 razy mniej niż wartość nominalna. Wzmacniacz powinien być w stanie pracować bez zniekształceń przy tak niskiej impedancji obciążenia. Na przykład, jeśli nominalna impedancja systemu głośników wynosi 4 omy, to PA powinien normalnie działać przy obciążeniu 1 om. Wymaga to bardzo wysokich prądów wyjściowych, co należy wziąć pod uwagę przy projektowaniu PA. Opisany wzmacniacz spełnia te wymagania.

Ostatnio dość często poruszany jest temat optymalnej impedancji wyjściowej wzmacniacza z punktu widzenia minimalizacji zniekształceń głośnikowych. Jednak ten temat dotyczy tylko projektowania aktywnych głośników. Zwrotnice głośników pasywnych zaprojektowano ze znikomą impedancją wyjściową ze źródła sygnału. Jeśli PA ma wysoką impedancję wyjściową, to pasmo przenoszenia takich głośników będzie znacznie zniekształcone. Dlatego nie pozostaje nic innego, jak zapewnić niską impedancję wyjściową dla PA.

Można zauważyć, że nowe rozwiązania AM są głównie na ścieżce obniżenia kosztów, poprawy możliwości produkcyjnych projektu, zwiększenia mocy wyjściowej, zwiększenia wydajności i poprawy jakości konsumentów. W artykule skupiono się na funkcjach serwisowych, które są realizowane dzięki systemowi sterowania mikrokontrolerem.

Wzmacniacz wykonany jest w formacie MIDI, jego gabaryty to 348x180x270 mm, a jego waga to około 20 kg. Wbudowany mikrokontroler umożliwia sterowanie wzmacniaczem za pomocą pilota na podczerwień (wspólnego z przedwzmacniaczem). Ponadto mikrokontroler mierzy i wyświetla średnią i quasi-szczytową moc wyjściową, temperaturę radiatora, realizuje wyłącznik czasowy i obsługuje sytuacje awaryjne. System ochrony wzmacniacza oraz sterowanie włączaniem i wyłączaniem są realizowane przy udziale mikrokontrolera. Wzmacniacz posiada osobny zasilacz standby, co pozwala na pozostawanie w trybie „STANDBY” po wyłączeniu głównych zasilaczy.

Opisany wzmacniacz nazywa się NSM (National Sound Machines), model PA-9000, ponieważ nazwa urządzenia jest częścią jego konstrukcji i musi być obecna. Zaimplementowany zestaw funkcji serwisowych w niektórych przypadkach może okazać się zbędny, dla takich sytuacji opracowano „minimalistyczną” wersję wzmacniacza (model PA-2020), który posiada jedynie wyłącznik zasilania i dwukolorową diodę LED na przednim panelu, a wbudowany mikrokontroler kontroluje tylko proces włączania i wyłączania zasilania, uzupełnia system ochrony i zapewnia zdalne sterowanie trybem „STANDBY”.

Wszystkie elementy sterujące i wskazania wzmacniacza znajdują się na panelu przednim. Jego wygląd i przeznaczenie kontrolek pokazano na ryc. 2:

Figa. 2. Panel przedni wzmacniacza.

1 - dioda LED do załączania zewnętrznych odbiorników EXT	9 - przycisk "minus"
2 - dioda LED do załączenia zasilania czuwania DUTY	10 - przycisk do wskazania mocy szczytowej PEAK
3 - przycisk przełączania w tryb czuwania STANDBY	11 - Przycisk wskazania timera TIMERA
4 - przycisk do całkowitego wyłączenia zasilania POWER	12 - przycisk wskazania temperatury° C
5 - dioda LED do włączenia głównego zasilania MAIN	13 - przycisk plus
6 - dioda LED normalnego trybu pracy PRACA	14 - dioda LED alarmu kanału lewego FAIL L
7 - LED do włączenia obciążenia LOAD	15 - Błąd LED prawego kanału FAIL R
8 - wyświetlacz

Przycisk zasilania zapewnia całkowite odłączenie wzmacniacza od sieci. Fizycznie ten przycisk odłącza od sieci tylko zapasowe źródło zasilania, dzięki czemu można go zaprojektować na niewielki prąd. Główne zasilacze załączane są za pomocą przekaźnika, którego uzwojenia są zasilane ze źródła rezerwowego. Dlatego też, gdy przycisk POWER jest wyłączony, wszystkie obwody wzmacniacza są pozbawione napięcia.

Gdy przycisk POWER jest włączony, wzmacniacz włącza się całkowicie. Proces włączania przebiega następująco: zasilanie czuwania jest włączane natychmiast, o czym świadczy dioda LED zasilania czuwania „DUTY”. Po pewnym czasie wymaganym do zresetowania mikrokontrolera włącza się zasilanie zewnętrznych gniazd i zapala się dioda „EXT”. Następnie zapala się dioda „MAIN” i następuje pierwszy etap włączania źródeł głównych. Początkowo główne transformatory są połączone przez rezystory ograniczające, które zapobiegają początkowemu prądowi rozruchowemu z powodu rozładowanych kondensatorów filtrujących. Kondensatory są stopniowo ładowane, a gdy zmierzone napięcie zasilania osiągnie zadany próg, rezystory ograniczające są usuwane z obwodu. Zaświeci się dioda OPERATE. Jeżeli w wyznaczonym czasie napięcie zasilania nie osiągnęło ustawionego progu, to proces włączania wzmacniacza zostaje przerwany i włącza się sygnalizacja alarmowa. Jeżeli załączenie głównych źródeł przebiegło pomyślnie, to mikrokontroler sprawdza stan zabezpieczenia. W przypadku braku sytuacji awaryjnych mikrokontroler pozwala na załączenie przekaźnika obciążenia i zaświecenie się diody LED „LOAD”.

Przycisk STANDBY zarządza trybem czuwania. Krótkie naciśnięcie przycisku przełącza wzmacniacz w stan czuwania lub odwrotnie, włącza wzmacniacz. W praktyce może być konieczne włączenie zewnętrznych gniazd, pozostawiając PA w trybie czuwania. Jest to wymagane na przykład podczas słuchania fonogramów na telefonach stereofonicznych lub podczas kopiowania bez kontroli dźwięku. Gniazda zewnętrzne można samodzielnie włączać/wyłączać długim (do sygnału dźwiękowego) naciśnięciem przycisku „STANDBY”. Opcja, gdy PA jest włączony, a gniazda wyłączone, nie ma sensu, dlatego nie jest zaimplementowana.

Panel przedni zawiera 4-cyfrowy cyfrowy pokaz i 5 przycisków sterowania wyświetlaczem. Wyświetlacz może pracować w następujących trybach (rys.3a):

• niepełnosprawny
• wskazanie średniej mocy wyjściowej [W]
• quasi-szczytowe wskazanie mocy wyjściowej
• wskaźnik stanu timera [M]
• wyświetlanie temperatury grzejników [°C]

Natychmiast po włączeniu PA wyświetlacz jest wyłączony, ponieważ w większości przypadków nie jest potrzebny podczas pracy PA. Wyświetlacz można włączyć, naciskając jeden z przycisków „PEAK”, „TIMER” lub „° C”.

Figa. 3. Opcje wyświetlania.

Przycisk PEAK włącza wyświetlacz mocy wyjściowej i przełącza między trybami mocy średniej / quasi-szczytowej. W trybie wskazania mocy wyjściowej na wyświetlaczu świeci się "W", a dla mocy quasi-szczytowej - również "PEAK". Moc wyjściowa jest podawana w watach z rozdzielczością 0,1 wata. Pomiar odbywa się poprzez pomnożenie prądu i napięcia na obciążeniu, dlatego odczyty są ważne dla dowolnej dopuszczalnej wartości rezystancji obciążenia. Przytrzymanie przycisku PEAK aż do sygnału dźwiękowego wyłączy wyświetlacz. Wyłączanie wyświetlacza, a także przełączanie go pomiędzy różnymi trybami wyświetlania jest płynne (jeden obraz „przepływa” w drugi). Efekt ten jest zaimplementowany w oprogramowaniu.

Przycisk TIMERA wyświetla aktualny stan timera, a litera "M" świeci. Timer pozwala ustawić czas, po którym wzmacniacz przejdzie w stan czuwania, a zewnętrzne gniazda zostaną wyłączone. Należy zauważyć, że podczas korzystania z tej funkcji inne elementy kompleksu muszą mieć możliwość wyłączenia zasilania „w locie”. W przypadku tunera i odtwarzacza CD jest to zwykle akceptowalne, ale w przypadku niektórych magnetofonów kasetowych po wyłączeniu zasilania CVL może nie przejść w tryb „STOP”. W przypadku tych odtwarzaczy wyłączanie zasilania podczas odtwarzania lub nagrywania jest niedozwolone. Jednak takie decki są niezwykle rzadkie wśród markowych urządzeń. I odwrotnie, większość decków ma przełącznik czasowy, który ma 3 pozycje: Off, Record i Play, co pozwala na natychmiastowe włączenie trybu odtwarzania lub nagrywania po prostu poprzez włączenie zasilania. Możesz również wyłączyć te tryby, po prostu odłączając zasilacz. Timer wzmacniacza można zaprogramować na następujące interwały (rys. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 i 120 minut. Jeśli timer nie jest używany, należy go ustawić na OFF. Znajduje się w tym stanie zaraz po włączeniu zasilania.

Interwał timera jest ustawiony przyciski „+” i „-” w trybie wskazań timera. Jeśli timer jest włączony, dioda „TIMER” świeci zawsze na wyświetlaczu, a włączenie wskazania timera pokazuje aktualny stan, tj. ile minut pozostało do wyłączenia. W takiej sytuacji interwał można wydłużyć naciskając przycisk „+”.

Przycisk ° C włącza wyświetlanie temperatury grzejników, jednocześnie zapala się symbol „°C”. Każdy grzejnik ma osobny termometr, ale wyświetlacz pokazuje maksymalną wartość temperatury. Termometry te służą również do sterowania wentylatorem i termicznej ochrony tranzystorów wyjściowych wzmacniacza.

Dla wskazanie alarmu na przednim panelu znajdują się dwie diody LED: „FAIL LEFT” i „FAIL RIGHT”. Po zadziałaniu zabezpieczenia w jednym z kanałów PA zapala się odpowiednia dioda LED, a na wyświetlaczu pojawia się nazwa literowa przyczyny awarii (rys. 3c). W takim przypadku wzmacniacz przechodzi w stan czuwania. Wzmacniacz realizuje następujące rodzaje ochrony:

• zabezpieczenie nadprądowe stopnia wyjściowego
• Wyjście ochrony komponentu DC
• zabezpieczenie przed awarią zasilania
• zabezpieczenie przed zanikiem napięcia sieciowego
• zabezpieczenie przed przegrzaniem tranzystorów wyjściowych

Zabezpieczenie nadprądowe reaguje na przekroczenie ustawionego progu prądem stopnia wyjściowego. Oszczędza nie tylko prąd przemienny, ale także tranzystory wyjściowe, na przykład w przypadku zwarcia na wyjściu wzmacniacza. Jest to zabezpieczenie typu wyzwalającego, po jego zadziałaniu normalne działanie PA zostaje przywrócone dopiero po ponownym włączeniu. Ponieważ ochrona ta wymaga wysokiej wydajności, jest realizowana sprzętowo. Wskazany na wyświetlaczu jako „JEŻELI”.

Reaguje na składową stałą napięcia wyjściowego PA, większą niż 2 V. Chroni głośnik, jest również zaimplementowana sprzętowo. Wskazany na wyświetlaczu jako „dcF”.

Reaguje na spadek napięcia zasilania dowolnego ramienia poniżej określonego poziomu. Znaczne naruszenie symetrii napięć zasilających może spowodować pojawienie się składowej stałej na wyjściu PA, co jest niebezpieczne dla AC. Wskazany na wyświetlaczu jako „UF”.

Reaguje na utratę kilku okresów napięcia sieciowego z rzędu. Celem tego zabezpieczenia jest odłączenie obciążenia przed spadkiem napięcia zasilania i wystąpieniem stanu nieustalonego. Jest zaimplementowany sprzętowo, mikrokontroler tylko odczytuje jego stan. Wskazany na wyświetlaczu jako „prF”.

ochrona przed przegrzaniem tranzystory wyjściowe są zaimplementowane programowo, wykorzystuje informacje z termometrów zainstalowanych na grzejnikach. Wskazany na wyświetlaczu jako „tF”.

UM ma zdolność pilot... Ponieważ nie wymaga dużej liczby przycisków sterujących, do sterowania przedwzmacniaczem służy ten sam pilot. Ten pilot działa w standardzie RC-5 i ma trzy przyciski specjalnie zaprojektowane do obsługi PA. Przycisk „STANDBY” całkowicie powiela podobny przycisk na panelu przednim. Przycisk „DISPLAY” umożliwia przełączanie trybu wyświetlania wokół pierścienia (rys. 3a). Przytrzymanie przycisku DISPLAY, aż do sygnału dźwiękowego, wyłączy wyświetlacz. Przycisk „MODE” umożliwia zmianę przedziału czasowego timera (rys. 3b), tj. zastępuje przyciski „+” i „-”.

Na tylny panel wzmacniacz (rys. 4) zainstalował gniazda przeznaczone do zasilania innych elementów kompleksu. Gniazda te posiadają niezależne rozłączanie, co pozwala na odłączenie całego kompleksu za pomocą pilota.

Figa. 4. Tylny panel wzmacniacza.

Jak wspomniano wcześniej, opisany wzmacniacz oparty jest na obwodzie UMZCH VV Nikołaja Suchowa, który opisano w. Podstawowe zasady budowania wysokiej jakości UM są określone w. Schemat główna płyta wzmacniacza pokazano na ryc. pięć.

szerokość = 710>

Figa. 5. Schemat ideowy płyty głównej wzmacniacza.

Wzmacniacz został nieco zmodyfikowany w stosunku do oryginalnego projektu. Te zmiany nie są fundamentalne i zasadniczo reprezentują przejście do nowszej bazy elementów.

Zmieniono obwód stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego... W pierwotnej konstrukcji, wraz z tranzystorami wyjściowymi, na radiatorach zainstalowano tranzystor - czujnik temperatury, który ustawia napięcie polaryzacji stopnia wyjściowego. W tym przypadku uwzględniono tylko temperaturę tranzystorów wyjściowych. Ale temperatura tranzystorów przedterminalnych, ze względu na dość dużą moc rozpraszaną na nich, również znacznie wzrosła podczas pracy. Ze względu na to, że tranzystory te były instalowane na małych oddzielnych radiatorach, ich temperatura może ulegać znacznym wahaniom, na przykład w wyniku zmian rozpraszania mocy lub nawet pod wpływem zewnętrznych prądów powietrza. Doprowadziło to do tych samych ostrych wahań prądu spoczynkowego. A każdy inny element PA może się bardzo nagrzać podczas pracy, ponieważ w tej samej obudowie znajdują się źródła ciepła (promienniki tranzystorów wyjściowych, transformatory itp.). Dotyczy to również pierwszych tranzystorów kompozytowego wtórnika emitera, który w ogóle nie miał radiatorów. W rezultacie prąd spoczynkowy może wzrosnąć kilkakrotnie, gdy PA jest podgrzewany. Rozwiązanie tego problemu zaproponował Aleksiej Biełow.

Zwykle do stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego stopnia wyjściowego PA stosuje się następujący obwód (rys.6a):

Figa. 6. Schemat stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego.

Napięcie polaryzacji jest przykładane do punktów A i B. Jest przydzielane na dwubiegunowy, który składa się z tranzystora VT1 i rezystorów R1, R2. Początkowe napięcie polaryzacji jest ustawiane przez rezystor R2. Tranzystor VT1 jest zwykle mocowany na grzejniku wspólnym z VT6, VT7. Stabilizację przeprowadza się w następujący sposób: gdy tranzystory VT6, VT7 są podgrzewane, spadek bazy-emitera zmniejsza się, co przy stałym napięciu polaryzacji prowadzi do wzrostu prądu spoczynkowego. Ale wraz z tymi tranzystorami VT1 również się nagrzewa, co powoduje zmniejszenie spadku napięcia na dwóch zaciskach, tj. redukcja prądu spoczynkowego. Wadą tego schematu jest to, że nie uwzględnia się temperatury przejść pozostałych tranzystorów wchodzących w skład kompozytowego wtórnika emitera. Aby to uwzględnić, musi być znana temperatura złącza wszystkich tranzystorów. Najłatwiej zrobić to samo. Aby to zrobić, wystarczy zainstalować wszystkie tranzystory zawarte w kompozytowym wtórniku emitera na wspólnym radiatorze. Jednocześnie, aby uzyskać prąd spoczynkowy, który nie zależy od temperatury, napięcie polaryzacji kompozytowego wtórnika emitera musi mieć współczynnik temperaturowy taki sam jak w przypadku sześciu złączy p-n połączonych szeregowo. Można z grubsza założyć, że spadek napięcia przewodzenia na złączu p-n zmniejsza się liniowo ze współczynnikiem K wynoszącym około 2,3 mV / ° C. Dla kompozytowego wtórnika emitera współczynnik ten wynosi 6 * K. Zapewnienie takiego współczynnika temperaturowego napięcia polaryzacji jest zadaniem sieci dwuzaciskowej, która jest połączona między punktami A i B. Dwuzacisk pokazany na rys. 6a ma współczynnik temperaturowy równy (1 + R2 / R1) * K. Gdy rezystor R2 reguluje prąd spoczynkowy, zmienia się również współczynnik temperaturowy, co nie jest całkowicie poprawne. Najprostszym praktycznym rozwiązaniem jest obwód pokazany na ryc. 6b. W tym obwodzie współczynnik temperaturowy wynosi (1 + R3 / R1) * K, a początkowy prąd spoczynkowy jest ustalany przez położenie suwaka rezystora R2. Spadek napięcia na rezystorze R2, bocznikowanym przez diodę, można uznać za prawie stały. Dlatego regulacja początkowego prądu obwodu zamkniętego nie wpływa na współczynnik temperaturowy. Przy takim obwodzie, gdy PA jest podgrzewany, prąd spoczynkowy zmienia się o nie więcej niż 10-20%. Aby wszystkie kompozytowe tranzystory wtórnikowe mogły być umieszczone na wspólnym radiatorze, muszą mieć obudowę odpowiednią do montażu na radiatorze (tranzystory w obudowach TO-92 nie są odpowiednie). Dlatego w UM stosowane są inne typy tranzystorów, jednocześnie bardziej nowoczesne.

W obwodzie wzmacniacza (rys. 5) dwuzaciskowy blok do stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego jest bocznikowany kondensatorem C12. Ten kondensator jest opcjonalny, choć też nie szkodzi. Faktem jest, że między bazami tranzystorów kompozytowego wtórnika emiterowego konieczne jest zapewnienie napięcia polaryzacji, które powinno być stałe dla wybranego prądu spoczynkowego i nie zależeć od wzmocnionego sygnału. Krótko mówiąc, zmienna składowa napięcia na dwubiegunowym, a także na opornikach R26 i R29 (rys. 5) powinna być równa zeru. Dlatego wszystkie te elementy można zmostkować kondensatorami. Jednak ze względu na niską rezystancję dynamiczną sieci dwuzaciskowej, a także niskie wartości rezystancji tych rezystorów, obecność pojemności bocznikowych ma bardzo słaby wpływ. Dlatego te pojemności nie są konieczne, zwłaszcza że do manewrowania R26 i R29 ich wartości powinny być dość duże (odpowiednio około 1 μF i 10 μF).

Tranzystory wyjściowe PA zastąpiono tranzystorami KT8101A, KT8102A, które mają wyższą częstotliwość odcięcia współczynnika przenoszenia prądu. W potężnych tranzystorach efekt spadku współczynnika przenoszenia prądu wraz ze wzrostem prądu kolektora jest dość wyraźny. Efekt ten jest wyjątkowo niepożądany dla PA, ponieważ tutaj tranzystory muszą pracować przy wysokich prądach wyjściowych. Modulacja współczynnika przenoszenia prądu prowadzi do znacznej degradacji liniowości stopnia wyjściowego wzmacniacza. Aby zmniejszyć wpływ tego efektu, w stopniu wyjściowym zastosowano równoległe połączenie dwóch tranzystorów (a to minimum, na które możesz sobie pozwolić).

Przy równoległym połączeniu tranzystorów stosuje się oddzielne rezystory emiterowe w celu zmniejszenia wpływu rozrzutu ich parametrów i wyrównania prądów roboczych. Do normalnej pracy układu zabezpieczenia nadprądowego dodano obwód izolujący maksymalną wartość napięcia na diodach VD9 - VD12 (ryc. 5), ponieważ teraz konieczne jest usunięcie spadku nie z dwóch, ale z czterech emiterów rezystory.

Inne tranzystory kompozytowy popychacz emitera to KT850A, KT851A (pakiet TO-220) i KT940A, KT9115A (pakiet TO-126). W obwodzie stabilizacji prądu spoczynkowego zastosowano tranzystor kompozytowy KT973A (pakiet TO-126).

Wyprodukowano i wymieniono OU do bardziej nowoczesnych. Główny wzmacniacz operacyjny U1 został zastąpiony przez AD744, który jest szybszy i bardziej liniowy. Wzmacniacz operacyjny U2, który działa w obwodzie w celu utrzymania potencjału zerowego na wyjściu UMZCH, został zastąpiony przez OP177, który ma niskie przesunięcie zera (nie więcej niż 15 μV). Wyeliminowało to potrzebę trymera odchylenia. Należy zauważyć, że ze względu na specyfikę obwodów AD744, wzmacniacz operacyjny U2 ​​musi zapewniać napięcie wyjściowe zbliżone do napięcia zasilania (styk 8 wzmacniacza operacyjnego AD744 znajduje się tylko dwa złącza pn od styku 4 przy stałym napięciu ). Dlatego nie wszystkie typy precyzyjnych wzmacniaczy operacyjnych będą działać. W ostateczności można zastosować rezystor podciągający z wyjścia wzmacniacza operacyjnego do –15 V. Wzmacniacz operacyjny U3 pracujący w układzie kompensacji impedancji przewodu AC został zastąpiony przez AD711. Parametry tego wzmacniacza operacyjnego nie są tak krytyczne, więc wybrano tani wzmacniacz operacyjny o wystarczającej prędkości i dość niskim zerowym przesunięciu.

Do obwodu dodano dzielniki rezystorowe R49 - R51, R52 - R54 oraz R47, R48, które służą do usuwania sygnałów prądowych i napięciowych dla obwodu pomiaru mocy.

Zmieniono implementację łańcuchy ziemi... Ponieważ każdy kanał wzmacniacza jest teraz w pełni zmontowany na jednej płycie, nie ma potrzeby podłączania wielu przewodów uziemiających w jednym punkcie obudowy. Specjalna topologia PCB zapewnia okablowanie w gwiazdę dla obwodów uziemienia. Gwiazda uziemienia jest połączona jednym przewodem ze wspólnym zaciskiem zasilacza. Należy zauważyć, że ta topologia jest odpowiednia tylko przy całkowicie oddzielnych zasilaczach dla lewego i prawego kanału.

W oryginalnym obwodzie wzmacniacza pętla sprzężenia zwrotnego AC obejmuje i styki przekaźnika które łączą obciążenie. Środek ten jest podejmowany w celu zmniejszenia wpływu nieliniowości kontaktów. Może to jednak powodować problemy z działaniem komponentu DC. Faktem jest, że gdy wzmacniacz jest włączony, zasilanie jest dostarczane przed włączeniem przekaźnika obciążenia. W tym czasie sygnał może być obecny na wejściu PA, a wzmocnienie wzmacniacza z powodu przerwanej pętli sprzężenia zwrotnego jest bardzo duże. W tym trybie PA ogranicza sygnał, a obwód kompensacji napięcia przesunięcia generalnie nie jest w stanie utrzymać zerowej składowej DC na wyjściu PA. Dlatego jeszcze przed podłączeniem obciążenia może się okazać, że na wyjściu PA występuje składowa stała i wtedy układ zabezpieczający będzie działał. Bardzo łatwo jest wyeliminować ten efekt, jeśli stosuje się przekaźnik ze stykami przełącznymi.

Styki normalnie zamknięte muszą zamykać pętlę sprzężenia zwrotnego w taki sam sposób, jak styki normalnie otwarte. W tym przypadku, gdy przekaźnik jest pobudzony, sprzężenie zwrotne jest przerywane tylko na bardzo krótki czas, podczas którego wszystkie styki przekaźnika są rozwarte. W tym czasie stosunkowo bezwładna ochrona na stałym elemencie nie ma czasu na działanie. Na ryc. 7 przedstawia proces przełączania przekaźnika wykonany przez oscyloskop cyfrowy. Jak widać, 4 ms po przyłożeniu napięcia do cewki przekaźnika otwierają się styki normalnie zamknięte. Po około 3 ms styki normalnie otwarte zamykają się (z zauważalnym odbiciem, które trwa około 0,7 ms). Tak więc styki są w "locie" przez około 3 ms, w tym czasie sprzężenie zwrotne zostanie przerwane.

Figa. 7. Proces przełączania przekaźnika AJS13113.

Obwód ochronny całkowicie zmieniony (ryc. 8). Znajduje się teraz na płycie głównej. W ten sposób każdy kanał ma swój własny niezależny obwód. Jest to nieco nadmiarowe, ale każda płyta główna jest całkowicie autonomiczna i jest kompletnym wzmacniaczem mono. Niektóre funkcje ochronne są realizowane przez mikrokontroler, ale w celu zwiększenia niezawodności odpowiedni ich zestaw jest zaimplementowany sprzętowo. W zasadzie płyta wzmacniacza może w ogóle działać bez mikrokontrolera. Ponieważ PA ma osobny zasilacz standby, obwód zabezpieczający jest z niego zasilany (poziom +12V). Dzięki temu zachowanie obwodu zabezpieczającego jest bardziej przewidywalne w przypadku awarii jednego z głównych zasilaczy.

szerokość = 710>
Rysunek nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby zobaczyć go w całości, kliknij.

Figa. 8. Obwód ochronny wzmacniacza.

Zabezpieczenie nadprądowe zawiera wyzwalacz zamontowany na tranzystorach VT3, VT4 (ryc. 5), który włącza się po otwarciu tranzystora VT13. VT13 odbiera sygnał z czujnika prądu i otwiera się, gdy prąd osiągnie wartość ustawioną za pomocą trymera R30. Spust wyłącza generatory prądu VT5, VT6, co prowadzi do zablokowania wszystkich tranzystorów wtórnika kompozytowego emitera. Zerowe napięcie na wyjściu utrzymywane jest w tym trybie za pomocą rezystora R27 (rys. 5). Ponadto stan przerzutnika jest odczytywany przez łańcuch VD13, R63 (rys. 8), a po włączeniu ustawiany jest niski poziom logiczny na wejściach elementu logicznego U4D. Tranzystor VT24 zapewnia wyjście otwartego kolektora dla sygnału IOF (I Out Fail), który jest odpytywany przez mikrokontroler.

Ochrona DC zaimplementowany na tranzystorach VT19 - VT22 i elementach logicznych U4B, U4A. Sygnał z wyjścia wzmacniacza przez dzielnik R57, R59 podawany jest na filtr dolnoprzepustowy R58C23 o częstotliwości odcięcia około 0,1 Hz, który wybiera stałą składową sygnału. Jeśli pojawi się stała składowa o dodatniej polaryzacji, otwiera się tranzystor VT19, podłączony zgodnie z obwodem OE. On z kolei otwiera tranzystor VT22, a na wejściach elementu logicznego U4B pojawia się wysoki poziom logiczny. Jeśli pojawi się stała składowa o ujemnej polaryzacji, otwiera się tranzystor VT21 włączony z ON. Ta asymetria jest koniecznym środkiem związanym z jednobiegunowym zasilaniem obwodu zabezpieczającego. W celu zwiększenia współczynnika przenoszenia prądu zastosowano przełączanie kaskadowe tranzystorów VT21, VT20 (OB - OK). Ponadto, podobnie jak w pierwszym przypadku, tranzystor VT22 otwiera się itp. Wyjście elementu logicznego U4A jest połączone z tranzystorem VT23, który zapewnia wyjście otwartego kolektora dla sygnału DCF (DC Fail).

Zabezpieczenie przed awarią napięcia sieciowego zawiera prostownik pomocniczy (rys. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), który posiada filtr wygładzający o bardzo małej stałej czasowej. Jeżeli kilka okresów napięcia sieciowego z rzędu spadnie, napięcie wyjściowe prostownika spada, a na wejściach elementu logicznego U4C ustawiany jest niski poziom logiczny (rys. 8).

Sygnały logiczne z trzech opisanych powyżej obwodów zabezpieczeniowych podawane są na element „OR” układu U5C, na którego wyjściu powstaje niski poziom logiczny w przypadku zadziałania któregokolwiek z obwodów. W tym przypadku kondensator C24 jest rozładowywany przez diodę VD17, a na wejściach elementu logicznego U5B (również na wyjściu U5A) pojawia się niski poziom logiczny. Prowadzi to do zamknięcia tranzystora VT27 i odłączenia przekaźnika K1. Łańcuch R69C24 zapewnia pewne minimalne opóźnienie włączenia w przypadku, gdy mikrokontroler z jakiegoś powodu nie wygeneruje początkowego opóźnienia. Tranzystor VT25 zapewnia wyjście typu otwarty kolektor dla sygnału OKL (OK po lewej) lub OKR (OK po prawej). Mikrokontroler może zabronić włączenia przekaźnika. W tym celu zainstalowany jest tranzystor VT26. Zdolność ta jest niezbędna do wdrożenia zabezpieczenia przed przegrzaniem oprogramowania, opóźnienia załączenia przekaźnika oprogramowania oraz do synchronizacji działania systemów zabezpieczenia lewego i prawego kanału.

Interakcja mikrokontrolera ze sprzętowym obwodem zabezpieczającym następujące: po włączeniu wzmacniacza, po osiągnięciu przez napięcie zasilania wartości nominalnej, mikrokontroler odpytuje sygnały gotowości sprzętowej zabezpieczenia OKL i OKR. Przez cały ten czas załączenie przekaźnika jest zabronione przez mikrokontroler utrzymując sygnał ENB (Enable) w stanie wysokiego poziomu logicznego. Gdy tylko mikrokontroler odbierze gotowe sygnały, generuje opóźnienie czasowe i umożliwia włączenie przekaźnika. Podczas pracy wzmacniacza mikrokontroler cały czas monitoruje sygnał gotowości. W przypadku utraty takiego sygnału dla jednego z kanałów, mikrokontroler usuwa sygnał ENB, wyłączając tym samym przekaźnik w obu kanałach. Następnie odpytuje sygnały stanu ochrony, aby zidentyfikować kanał i typ ochrony.

ochrona przed przegrzaniem zaimplementowane w całości w oprogramowaniu. W przypadku przegrzania promienników mikrokontroler usuwa sygnał ENB, co powoduje rozłączenie przekaźnika obciążenia. Aby zmierzyć temperaturę, do każdego z grzejników przymocowany jest termometr Dallas DS1820. Zabezpieczenie uruchamia się, gdy radiatory osiągną temperaturę 59,8 ° C. Nieco wcześniej, przy temperaturze 55,0°C na wyświetlaczu pojawia się wstępny komunikat o przegrzaniu - automatycznie wyświetla się temperatura grzejników. Wzmacniacz włącza się ponownie automatycznie, gdy grzejniki ostygną do 35,0°C. Włączenie przy wyższej temperaturze grzejników możliwe jest tylko ręcznie.

Aby poprawić warunki chłodzenia elementów wewnątrz obudowy wzmacniacza, niewielki rozmiar wentylator który znajduje się na tylnym panelu. Do chłodzenia procesora komputera służy wentylator z bezszczotkowym silnikiem prądu stałego o nominalnym napięciu zasilania 12 V. Ponieważ wentylator generuje pewien hałas, który może być zauważalny podczas przerw, stosowany jest dość złożony algorytm sterowania. Przy temperaturze grzejnika 45,0°C wentylator zaczyna działać, a gdy grzejniki ostygną do 35,0°C wentylator wyłącza się. Jeśli moc wyjściowa jest mniejsza niż 2 W, praca wentylatora jest zabroniona, aby jego hałas nie był zauważalny. Aby zapobiec okresowemu włączaniu i wyłączaniu wentylatora, gdy moc wyjściowa oscyluje w pobliżu wartości progowej, oprogramowanie ograniczyło minimalny czas wyłączenia wentylatora do 10 sekund. Przy temperaturze grzejnika 55,0 ° C i wyższej wentylator działa bez wyłączania, ponieważ temperatura ta jest bliska awaryjnej. Jeżeli wentylator włącza się podczas pracy wzmacniacza, to po wejściu w tryb „STANDBY”, jeżeli temperatura grzejników jest wyższa niż 35,0°C wentylator nadal pracuje nawet przy zerowej mocy wyjściowej. Pozwala to na szybkie schłodzenie wzmacniacza.

Zabezpieczenie przed awarią zasilania również w całości zaimplementowane w oprogramowaniu. Mikrokontroler wykorzystuje przetwornik ADC do monitorowania napięć zasilania obu kanałów wzmacniacza. Napięcie to jest dostarczane do procesora z płyt głównych przez rezystory R55, R56 (rys. 8).

Główne zasilacze są włączane stopniowo. Jest to konieczne, ponieważ obciążenie prostowników jest całkowicie rozładowane kondensatory filtrujące, a przy ostrym włączeniu nastąpi silny skok prądu. To przepięcie stanowi zagrożenie dla diod prostowniczych i może spowodować przepalenie bezpieczników. Dlatego po włączeniu wzmacniacza najpierw zamyka się przekaźnik K2 (rys. 12), a transformatory są podłączone do sieci poprzez rezystory ograniczające R1 i R2. W tym czasie próg dla mierzonych napięć zasilania jest zaprogramowany na ± 38 V. Jeżeli ten próg napięcia nie zostanie osiągnięty w ustawionym czasie, proces włączania zostaje przerwany. Może tak być, jeśli pobór prądu z obwodu wzmacniacza jest zbyt duży (wzmacniacz jest uszkodzony). W takim przypadku włącza się sygnalizacja awarii zasilania „UF”.

W przypadku osiągnięcia progu ± 38 V załączany jest przekaźnik K3 (rys. 12), co wyklucza rezystory z obwodów pierwotnych transformatorów głównych. Następnie próg zostaje obniżony do ± 20 V, a mikrokontroler nadal monitoruje napięcia zasilania. Jeżeli podczas pracy wzmacniacza napięcie zasilania spadnie poniżej ±20 V, zadziała zabezpieczenie i wzmacniacz się wyłączy. Obniżenie progu przy normalnej pracy jest konieczne, aby przy „zapadach” napięcia zasilania pod obciążeniem nie doszło do fałszywego zadziałania zabezpieczenia.

Schemat płyta procesora pokazano na ryc. 9. Procesor oparty na mikrokontrolerze Atmel AT89C51 U1, który pracuje z częstotliwością zegara 12 MHz. W celu zwiększenia niezawodności systemu zastosowano nadzorcę U2, który posiada wbudowany zegar watchdog oraz monitor mocy. Aby zresetować zegar watchdoga, używana jest osobna linia WD, na której program generuje okresowy sygnał. Program jest skonstruowany w taki sposób, że ten sygnał będzie obecny tylko wtedy, gdy zostanie wykonana procedura obsługi przerwań zegarowych i główna pętla programowa. W przeciwnym razie zegar watchdoga zrestartuje mikrokontroler.

szerokość = 710>
Rysunek nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby zobaczyć go w całości, kliknij.

Figa. 9. Schemat ideowy płyty procesora.

Wyświetlacz jest podłączony do procesora za pomocą 8-bitowej magistrali (złącza XP4 - XP6). Do strobowania rejestrów płytki wyświetlacza wykorzystywane są sygnały C0..C4, które są generowane przez dekoder adresu U4. Rejestr U3 jest zatrzaskiem młodszego bajtu adresu, używane są tylko bity A0, A1, A2. Starszy bajt adresu w ogóle nie jest wykorzystywany, co umożliwiło zwolnienie portu P2 do innych celów.

Po naciśnięciu przycisków sterujących sygnały dźwiękowe są generowane programowo. W tym celu wykorzystywana jest linia BPR, do której podłączony jest przełącznik tranzystorowy VT1, obciążony na emiterze dynamicznym HA1.

Płyty główne lewego i prawego kanału są połączone z płytą procesora za pomocą odpowiednio złączy XP1 i XP2. Złącza te dostarczają sygnały stanu ochrony IOF i DC do procesora na wyjściu wzmacniacza DCF. Sygnały te są wspólne dla lewego i prawego kanału, a ich połączenie jest możliwe dzięki wyjściom obwodu ochronnego otwartego kolektora. Sygnały gotowości zabezpieczenia OKL i OKR są oddzielne dla każdego kanału, dzięki czemu procesor może zidentyfikować kanał, w którym został wyzwolony schemat zabezpieczenia. Sygnał ENB, który jest wysyłany z procesora do układu zabezpieczającego, umożliwia włączenie przekaźnika obciążenia. Sygnał ten jest wspólny dla dwóch kanałów, co automatycznie synchronizuje działanie dwóch przekaźników.

Linie TRR i TRL służą do odczytu termometrów zainstalowanych na grzejnikach odpowiednio prawego i lewego kanału. Temperatura mierzona termometrami może być pokazywana na wyświetlaczu, jeśli odpowiedni tryb wyświetlania jest włączony. Wyświetlana jest maksymalna wartość temperatury z dwóch dla lewego i prawego kanału. Mierzona wartość jest również wykorzystywana do programowej implementacji zabezpieczenia przed przegrzaniem.

Dodatkowo XP1 i XP2 posiadają sygnały WUR, WIR, WUL i WIL, które są wykorzystywane przez układ pomiaru mocy wyjściowej.

Płyta procesora jest zasilana ze źródła gotowości przez złącze XP3. Do zasilania wykorzystywane są 4 poziomy: ±15 V, +12 V i +5 V. Poziomy ±15 V są wyłączane po przełączeniu w tryb czuwania, a pozostałe poziomy są zawsze obecne. Pobór z poziomów +5 V i +12 V w trybie czuwania jest zminimalizowany dzięki wyłączeniu oprogramowania głównych odbiorników. Dodatkowo poprzez to złącze do zasilacza rezerwowego przesyłanych jest kilka sygnałów logicznych sterujących: PEN – steruje zasilaczem rezerwowym, REX – włącza przekaźnik gniazd zewnętrznych, RP1 i RP2 – włącza przekaźnik głównego zasilania, FAN – włącza wentylator. Obwody zabezpieczające umieszczone na płytach głównych zasilane są z płyty procesora na poziomie +12 V, a płytka wyświetlacza zasilana jest z poziomu +5 V.

Do pomiaru mocy wyjściowej i monitorowania napięć zasilania używany jest 12-bitowy przetwornik ADC U6 AD7896 firmy Analog Devices. Jeden kanał ADC to za mało, dlatego na wejściu zastosowano przełącznik U5 (najlepiej byłoby zastosować 8-kanałowy ADC np. typu AD7888). Dane są odczytywane z ADC w postaci szeregowej. W tym celu wykorzystywane są linie SDATA (dane szeregowe) i SCLK (zegar). Proces konwersji rozpoczyna się sygnałem programowym START. REF195 (U7) jest używany jako źródło odniesienia i jednocześnie regulator napięcia dla ADC. Ponieważ napięcie zasilania ±15 V jest wyłączone w trybie czuwania, wszystkie sygnały logiczne są podłączone do ADC poprzez rezystory R9 - R11, które ograniczają możliwe skoki prądu przy przełączaniu w tryb czuwania i odwrotnie.

Spośród ośmiu wejść przełączających sześć jest wykorzystywanych: dwa do pomiaru mocy, a cztery do monitorowania napięć zasilania. Pożądany kanał wybiera się za pomocą linii adresowych AX0, AX1, AX2.

Rozważać obwód pomiaru mocy lewy kanał. Zastosowany obwód zapewnia zwielokrotnienie prądu i napięcia obciążenia, dlatego automatycznie uwzględniana jest impedancja obciążenia, a odczyty zawsze odpowiadają rzeczywistej mocy czynnej w obciążeniu. Poprzez dzielniki rezystorowe R49 - R54, umieszczone na płycie głównej (rys. 5), napięcie z czujników prądowych (rezystory nadawcze tranzystorów wyjściowych) trafia do wzmacniacza różnicowego U8A (rys. 9), który dobiera sygnał prądowy. Z wyjścia U8A poprzez trymer R17 sygnał podawany jest na wejście Y mnożnika analogowego U9 typu K525PS2. Sygnał napięciowy jest po prostu zdejmowany z dzielnika i podawany na wejście X mnożnika analogowego. Na wyjściu powielacza zainstalowany jest filtr dolnoprzepustowy R18C13, który wybiera sygnał proporcjonalny do quasi-szczytowej mocy wyjściowej z czasem całkowania około 10 ms. Sygnał ten trafia do jednego z wejść przełącznika, a następnie do ADC. Dioda VD1 chroni wejście przełącznika przed ujemnym napięciem.

W celu skompensowania początkowego przesunięcia zera mnożników, gdy wzmacniacz jest włączony (gdy przekaźnik obciążenia nie jest jeszcze załączony, a moc wyjściowa wynosi zero), następuje proces autozerowania. Zmierzone napięcie niezrównoważenia podczas dalszej pracy jest odejmowane od odczytów ADC.

Moc w lewym i prawym kanale jest mierzona osobno, a maksymalna wartość dla kanałów jest wskazywana. Ponieważ wskaźnik powinien wyświetlać zarówno quasi-szczytową, jak i średnią moc wyjściową, a wskazywane wartości powinny być łatwe do odczytania, wartości mierzone przetwornikiem ADC poddawane są obróbce programowej. Charakterystyki czasowe miernika charakteryzują się czasem całkowania i czasem powrotu. W przypadku quasi-szczytowego miernika mocy czas integracji jest ustalany przez łańcuch filtrowania sprzętowego i wynosi około 10 ms. Miernik mocy średniej różni się jedynie zwiększonym czasem integracji, który jest zaimplementowany w oprogramowaniu. Średnia moc jest obliczana przy użyciu 256-punktowej średniej ruchomej. Czas powrotu w obu przypadkach jest zaprogramowany. Dla ułatwienia czytania ten czas powinien być stosunkowo długi. W tym przypadku ruch wsteczny wskaźnika jest realizowany przez odejmowanie 1/16 bieżącego kodu mocy raz na 20 ms. Dodatkowo podczas wyświetlania wartości szczytowe utrzymywane są przez 1,4 sekundy. Ponieważ zbyt częste aktualizowanie odczytów wskaźnika nie jest dobrze odbierane, aktualizacja następuje co 320 ms. Aby nie przegapić kolejnego piku i wyświetlić go synchronicznie z sygnałem wejściowym, po wykryciu piku następuje nadzwyczajna aktualizacja odczytów.

Jak wspomniano powyżej, PA używa wspólnego z przedwzmacniaczem pilot który pracuje w standardzie RC-5. Odbiornik pilota typu SFH-506 znajduje się na płytce wyświetlacza. Z wyjścia fotodetektora sygnał trafia na wejście SER (INT1) mikrokontrolera. Dekodowanie kodu RC-5 odbywa się programowo. Numer używanego systemu to 0AH, przycisk STANDBY ma kod 0CH, przycisk DISPLAY to 21H, przycisk MODE to 20H. W razie potrzeby kody te można łatwo zmienić, ponieważ używana jest tablica przeglądowa, którą można znaleźć na końcu kodu źródłowego programu mikrokontrolera.

Na wyświetlacz(Rys. 10) Zainstalowane są dwa dwucyfrowe wyświetlacze siedmiosegmentowe HG1 i HG2 typu LTD6610E. Kontrolują je równoległe rejestry U1 - U4. Wskazanie dynamiczne nie jest używane, ponieważ może to powodować zwiększony poziom zakłóceń.

szerokość = 710>
Rysunek nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby zobaczyć go w całości, kliknij.

Figa. 10. Schemat ideowy tablicy sygnalizacyjnej.

Rejestr U5 służy do sterowania diodami LED. Rezystor ograniczający jest połączony szeregowo z każdym segmentem iz każdą diodą LED. Wejścia OC wszystkich rejestrów są połączone i połączone z sygnałem PEN mikrokontrolera. Podczas resetu i inicjalizacji rejestrów sygnał ten jest w stanie wysokiego poziomu logicznego. Zapobiega to przypadkowemu zapaleniu się wskaźnika podczas stanów nieustalonych.

Na płytce wyświetlacza znajdują się również przyciski sterujące SB1 - SB6. Podłączone są do linii magistrali danych i linii powrotnej RET. Diody VD1 - VD6 zapobiegają zwarciom linii danych w przypadku jednoczesnego naciśnięcia dwóch lub więcej przycisków. Podczas skanowania klawiatury mikrokontroler używa portu P0 jako prostego portu wyjściowego, tworząc na swoich liniach ciągłe zero. Linia RET jest odpytywana w tym samym czasie. W ten sposób ustalany jest kod wciśniętego przycisku.

Zintegrowany fotodetektor zdalnego sterowania U6 jest zainstalowany obok wskaźników pod wspólną szybą ochronną. Sygnał z wyjścia fotodetektora przez złącze XP6 podawany jest na wejście mikrokontrolera SER (INT1).

Źródło cła(rys. 11) zapewnia 4 poziomy na wyjściu: +5 V, +12 V i ± 15 V. Poziomy ± 15 V są wyłączone w trybie czuwania. W źródle zastosowano mały transformator toroidalny nawinięty na rdzeń 50x20x25 mm. Transformator rezerwowy ma dużą rezerwę mocy, a liczba zwojów na wolt jest wybierana bardziej niż obliczona. Dzięki tym zabiegom transformator praktycznie się nie nagrzewa, co zwiększa jego niezawodność (w końcu musi pracować nieprzerwanie przez cały okres eksploatacji wzmacniacza). Dane uzwojenia i średnica drutu są pokazane na schemacie. Stabilizatory napięcia nie mają specjalnych cech. Układy scalone stabilizatora U1 i U2 są montowane na małym wspólnym radiatorze. Aby wyłączyć poziomy ± 15 V, na tranzystorach VT1 - VT4 stosuje się przełączniki, które są sterowane sygnałem PEN pochodzącym z płyty procesora.

Figa. 11. Schemat ideowy płytki zasilacza rezerwowego.

Oprócz stabilizatorów napięcia na płycie zasilacza rezerwowego zainstalowane są klucze na tranzystorach VT5 - VT12 do sterowania przekaźnikiem i wentylatorem. Ponieważ porty mikrokontrolerów rodziny MCS-51 podczas sygnału „Reset” znajdują się w stanie wysokiego poziomu logiki, wszystkie urządzenia wykonawcze muszą być włączone na niskim poziomie. W przeciwnym razie po włączeniu zasilania lub uruchomieniu timera watchdog pojawią się fałszywe alarmy. Z tego powodu pojedyncze tranzystory npn z mikroukładami sterującymi OE lub ULN2003 i tym podobne nie mogą być używane jako klucze.

Przekaźniki, bezpieczniki i rezystory ograniczające znajdują się na tablica przekaźnikowa, ????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????(rys. 12). Wszystkie przewody sieciowe są podłączone za pomocą zacisków śrubowych. Każdy transformator główny, transformator rezerwowy i zewnętrzna skrzynka z gniazdami są zabezpieczone osobno. Ze względów bezpieczeństwa gniazda zewnętrzne są odłączane dwoma zestawami styków przekaźnika K1, które przerywają oba przewody. Główne transformatory są odczepiane ze środka uzwojenia pierwotnego. Ten kran może być używany do dostarczania 110 V do zasilania innych komponentów w kompleksie. Urządzenia spełniające amerykański standard są nieco tańsze niż wielosystemowe, dlatego czasami można je spotkać na naszym terytorium. Na płytce przekaźników znajdują się punkty, z których można usunąć 110 V, ale w wersji podstawowej to napięcie nie jest wykorzystywane.

Figa. 12. Schemat ideowy płytki przekaźników.

Zablokuj schemat połączeń włączony obudowa wzmacniacza pokazano na ryc. 13. Prostowniki mostkowe montowane na diodach VD5 - VD12 typu KD2997A są podłączone do uzwojeń wtórnych transformatorów głównych T1 i T2. Do wyjścia prostowników podłączone są kondensatory filtrujące o łącznej pojemności ponad 100 000 μF. Ta wysoka pojemność jest konieczna, aby uzyskać niskie tętnienia i poprawić zdolność wzmacniacza do odtwarzania sygnałów impulsowych. Z kondensatorów filtrujących na płyty główne wzmacniacza podawane jest napięcie zasilania ± 45 V. Dodatkowo na diodach VD1 - VD4 montowane są prostowniki małej mocy, których napięcie wyjściowe jest filtrowane ze stosunkowo krótką stałą czasową przez kondensatory C1 i C2. Poprzez rezystory R1 i R2 napięcie wyjściowe tych prostowników pomocniczych jest podawane do obwodów ochronnych, które są montowane na płytach głównych wzmacniacza. W przypadku zaniku kilku półokresów napięcia sieciowego napięcie wyjściowe prostowników pomocniczych spada, co jest wykrywane przez obwody zabezpieczające, a przekaźniki obciążenia zostają odłączone. W tym czasie napięcie wyjściowe głównych prostowników jest nadal dość duże ze względu na duże kondensatory, więc proces przejściowy we wzmacniaczu nie rozpoczyna się po podłączeniu obciążenia.

szerokość = 710>
Rysunek nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby zobaczyć go w całości, kliknij.

Figa. 13. Schemat połączeń bloków wzmacniacza.

W przypadku wzmacniacza mocy projekt i układ jest nie mniej ważne niż obwody. Głównym problemem jest to, że tranzystory wyjściowe wymagają wydajnego rozpraszania ciepła. Przy naturalnej metodzie chłodzenia przekłada się to na masywne grzejniki, które stają się niemal głównymi elementami konstrukcyjnymi. Powszechny układ, w którym tylna ściana służy jednocześnie jako grzejnik, nie jest odpowiedni, ponieważ z tyłu nie ma miejsca na montaż niezbędnych zacisków i złączy. Dlatego w opisywanym PA wybrano układ z grzejnikami bocznymi (rys. 14):

Figa. 14. Ogólny układ wzmacniacza.

Grzejniki są lekko podniesione (co widać wyraźnie na rys. 4), co zapewnia ich lepsze chłodzenie. Płyty główne wzmacniacza są zamocowane równolegle do radiatorów. Minimalizuje to długość przewodów między płytą a tranzystorami wyjściowymi. Kolejnymi elementami wymiarowymi wzmacniacza są transformatory sieciowe. W tym przypadku stosuje się dwa transformatory toroidalne, które są montowane jeden na drugim we wspólnym cylindrycznym ekranie. Ekran ten zajmuje znaczną część wewnętrznej objętości obudowy wzmacniacza. Główne prostowniki są zamontowane na wspólnym radiatorze, który znajduje się pionowo za ekranem transformatora. Kondensatory filtrujące znajdują się w dolnej części obudowy wzmacniacza i są przykryte tacką. Znajduje się tam również tablica przekaźników. Zasilacz standby jest zamocowany na specjalnym wsporniku w pobliżu tylnego panelu. Płyty procesora i wyświetlacza są umieszczone w grubszej przedniej ramce, która ma sekcję pudełkową.

Podczas opracowywania projektu wzmacniacza dużą uwagę zwrócono na wykonalność projektu i łatwość dostępu do każdego urządzenia. Więcej szczegółów na temat układu wzmacniacza można znaleźć na rys. 15 i 18:

Figa. 15. Rozmieszczenie zmontowanych jednostek wzmacniacza.

Główny korpus wzmacniacza to podwozie ze stopu aluminium; D16T o grubości 4 mm (4 na Rys. 18). Przymocowany do podwozia grzejniki(1 na Rys. 18), które są frezowane z płyty aluminiowej lub odlewane. Wymagana powierzchnia grzejników silnie zależy od warunków pracy wzmacniacza, ale nie powinna być mniejsza niż 2000 cm2. Aby ułatwić dostęp do płyt wzmacniacza, radiatory są przymocowane do obudowy za pomocą zawiasów (10 na Rys. 18), co umożliwia ich złożenie. Tylny panel jest podzielony na trzy części, aby nie przeszkadzały w tym przewody złącz wejściowych i wyjściowych (rys. 4). Część środkowa jest przymocowana wspornikiem do podwozia, a dwie części boczne są przymocowane do grzejników. Po bokach panelu montuje się łączniki, które rozkładają się wraz z grzejnikami. Tak więc zmontowany radiator to mono PA, do którego podłącza się tylko przewody zasilające i płaski kabel sterujący. Na ryc. 18 dla jasności grzejniki są tylko częściowo zagięte, a tylny panel nie jest demontowany.

Główne płyty wzmacniacza Są one również mocowane do grzejników za pomocą zawiasów (12 na rys. 18), co umożliwia ich odgięcie do tyłu, uzyskując dostęp do strony lutowania. Oś obrotu płytki przebiega wzdłuż linii otworów do podłączenia przewodów tranzystorów wyjściowych. Umożliwiło to praktycznie nie zwiększanie długości tych drutów, jednocześnie będąc w stanie złożyć deskę. Górne punkty mocowania desek to zwykłe słupki gwintowane o wysokości 15mm. Jednostronna płyta główna lewa i prawa są okablowane lustrzane(rys. 16), co umożliwiło optymalizację połączeń. Oczywiście odbicie lustrzane topologii nie jest kompletne, ponieważ używane są elementy, których nie można po prostu odzwierciedlić (mikroukłady i przekaźniki). Rysunek przedstawia przybliżoną topologię płytek, topologia wszystkich płytek dostępna jest w archiwum (patrz dział Download) w postaci plików w formacie PCAD 4.5.

szerokość = 710>
Rysunek nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby zobaczyć go w całości, kliknij.

Figa. 16. Układ płyt głównych wzmacniacza.

Każdy grzejnik 1 (rys. 17) ma gładką powierzchnię 2, która jest obrabiana po wyczernieniu. Dziewięć tranzystorów 4 jest na nim zainstalowanych przez ceramiczne przekładki 2.

Figa. 17. Projekt grzejników:

Badania wykazały, że mika, a tym bardziej nowoczesne uszczelki elastyczne, nie mają wystarczającej przewodności cieplnej. Najlepszym materiałem na uszczelki izolacyjne jest ceramika na bazie BeO. Jednak w przypadku tranzystorów w plastikowych obudowach takich przekładek prawie nigdy nie znaleziono. Całkiem dobre wyniki uzyskano wykonując przekładki z podłoży mikroukładów hybrydowych. To różowa ceramika (niestety materiał nie jest dokładnie znany, najprawdopodobniej coś na bazie Al 2 O 3). Aby porównać przewodność cieplną różnych uszczelek, zmontowano stanowisko, w którym na grzejniku zamocowano dwa identyczne tranzystory w obudowie TO-220: jeden bezpośrednio, drugi przez badaną uszczelkę. Prąd bazy dla obu tranzystorów był taki sam. Tranzystor na uszczelce rozpraszał moc około 20W, a drugi tranzystor nie rozpraszał mocy (do kolektora nie było napięcia). Zmierzono różnicę między spadkami FE dla dwóch tranzystorów iz tej różnicy obliczono różnicę między temperaturami przejścia. Do wszystkich poduszek zastosowano pastę termoprzewodzącą, bez której wyniki były gorsze i niestabilne. Wyniki porównania przedstawia tabela:

Tranzystory wyjściowe są dociskane podkładkami 5, reszta tranzystorów mocowana jest śrubami. Nie jest to zbyt wygodne, ponieważ wymagane jest wiercenie uszczelek ceramicznych, co można wykonać tylko za pomocą wierteł diamentowych, a nawet wtedy z dużym trudem.

Obok tranzystorów zainstalowany jest termometr 9. Doświadczenie pokazuje, że mocując termometr DS1820 do ich korpusu nie można wywierać dużego nacisku, w przeciwnym razie odczyty będą zniekształcone i to bardzo znacząco (lepiej skleić termometry klejem o wysokiej temperaturze przewodność).

Płytka nr 6 jest zamocowana pod tranzystorami na radiatorze.Od tyłu tej płytki nie ma przewodników, dzięki czemu można ją zamontować bezpośrednio na powierzchni radiatora. Piny wszystkich tranzystorów są przylutowane do padów na górnej stronie płytki. Połączenia płyty z płytą główną wykonuje się krótkimi przewodami, które są wlutowane w wydrążone nity 7. Aby zapobiec zamykaniu się nitów na grzejniku, wykonano w nim wgłębienie 8.

Podstawowe transformatory toroidalne(7 na rys. 18) są instalowane jeden na drugim za pomocą elastycznych podkładek. W celu zmniejszenia zakłóceń od strony transformatorów do innych urządzeń (na przykład kasety), zaleca się umieszczenie transformatorów w ekranie ze stali wyżarzanej o grubości co najmniej 1,5 mm. Ekran to stalowy walec i dwie osłony, dokręcone spinką do włosów. Aby uniknąć pojawienia się zwartej pętli, górna pokrywa ma tuleję dielektryczną. Jeżeli jednak ma działać nagłośnienie z dużą średnią mocą, to należy przewidzieć otwory wentylacyjne w ekranie lub całkowicie zrezygnować z ekranu. Wydawałoby się, że do wzajemnej kompensacji pól upływu transformatorów wystarczy po prostu włączyć ich uzwojenia pierwotne w przeciwfazie. Ale w praktyce ten środek jest bardzo nieskuteczny. Pole błądzące transformatora toroidalnego, z pozorną symetrią osiową, ma bardzo złożony rozkład przestrzenny. Dlatego odwrócenie biegunowości jednego z uzwojeń pierwotnych prowadzi do osłabienia pola błądzącego w jednym punkcie przestrzeni, ale do wzmocnienia w innym. Ponadto konfiguracja pola błądzącego silnie zależy od obciążenia transformatora.

Figa. 18. Główne elementy wzmacniacza:

1 - grzejniki	12 - pętla do mocowania płyty
2 - główne płyty wzmacniacza	13 - wieszak do mocowania deski
3 - platforma na grzejniku do instalacji tranzystorów	14 - złącze kabla sterującego (z płyty procesora)
4 - płyta nośna	15 - przewód z wyjścia add. prostownik
5 - płyta nośna panelu przedniego	16 - transformator rezerwowy w ekranie
6 - panel przedni o przekroju skrzynkowym	17 - płytka zasilacza rezerwowego
7 - główne transformatory na ekranie	18 - radiator stabilizatorów napięcia
8 - radiator diod prostownikowych	19 - przewody sterujące przekaźnika
9 - zasilanie tablic	20 - tylny panel
10 - mocowanie grzejników na zawiasach	21 - zaciski wyjściowe
11 - wspornik montażowy chłodnicy	22 - złącza wejściowe

Transformator mocy UM ma bardzo rygorystyczne wymagania. Wynika to z faktu, że ładowany jest na prostownik z bardzo dużymi kondensatorami filtrującymi. Prowadzi to do tego, że prąd pobierany z uzwojenia wtórnego transformatora ma charakter pulsacyjny, a wartość prądu w impulsie jest wielokrotnie wyższa niż średni prąd pobierany. Aby utrzymać niskie straty transformatora, uzwojenia muszą mieć bardzo niską rezystancję. Innymi słowy, transformator musi być zaprojektowany na znacznie większą moc niż przeciętnie z niego pobierana. W opisywanym wzmacniaczu zastosowano dwa transformatory toroidalne, z których każdy nawinięty jest na rdzeń 110x60x40 mm wykonany z taśmy stalowej E-380. Uzwojenia pierwotne zawierają 2x440

UMZCH VV z systemem sterowania mikrokontrolerem
Dzisiejsze wyświetlenia: 32347, łącznie: 32347

UMZCH VVS-2011 wersja Ultimate

Specyfikacja wzmacniacza:

Duża moc: 150 W/8 omów
Wysoka liniowość: 0,0002 - 0,0003% (przy 20 kHz 100 W / 4 omy)

Kompletny zestaw węzłów serwisowych:

Utrzymywanie zerowego stałego napięcia
Kompensator rezystancji przewodu AC
Zabezpieczenie nadprądowe
Zabezpieczenie napięcia wyjściowego DC
Płynny start

Schemat elektryczny

Uczestnik wielu popularnych projektów LepekhinV (Vladimir Lepekhin) był zaangażowany w układ płytek drukowanych. Wyszło bardzo dobrze).

Płyta wzmacniacza VVS-2011-

Urządzenie zabezpieczające przed rozruchem

Płyta zabezpieczająca wzmacniacz AC VVS-2011 amplifier

Płytka wzmacniacza VLF VVS-2011 została opracowana do przedmuchiwania tunelami (równolegle do chłodnicy). Instalacja tranzystorów UN (wzmacniacz napięcia) i VC (stopień wyjściowy) jest nieco trudna, ponieważ montaż/demontaż należy wykonać śrubokrętem przez otwory w płytce PCB o średnicy około 6 mm. Gdy dostęp jest otwarty, projekcja tranzystorów nie wpada pod płytkę, jest to o wiele wygodniejsze. Musiałem trochę zmodyfikować tablicę.

Płyta wzmacniacza Am

Schemat połączeń wzmacniacza VVS-2011

W nowej płytce nie wziąłem pod uwagę jednego punktu - jest to wygoda ustawienia zabezpieczenia na płytce wzmacniacza

C25 = 0,1 nF, R42 * = 820 omów i R41 = 1 kΩ. Wszystkie elementy smd znajdują się po stronie lutowniczej, co jest bardzo niewygodne podczas ustawiania, ponieważ konieczne będzie kilkakrotne odkręcenie i przymocowanie śrub mocujących PP na stojakach i tranzystorach do grzejników.

Zdanie: R42*820 Ohm składa się z dwóch rezystorów SMD umieszczonych równolegle, stąd propozycja: jeden rezystor SMD lutujemy od razu, drugi rezystor wyjściowy lutujemy z baldachimem do VT10, jeden zacisk do bazy, drugi do emitera, dobieramy do odpowiedniego. Podnieśliśmy to, dla jasności zmieniamy wyjście na smd.

UMZCH BB-2010 to nowość ze znanej linii wzmacniaczy UMZCH BB (high fidelity). Na szereg zastosowanych rozwiązań technicznych wpłynęła praca Ageeva.

Dane techniczne:

Zniekształcenia harmoniczne przy 20 000 Hz: 0,001% (150 W / 8 omów)

-3 dB małe pasmo sygnału: 0 - 800 000 Hz

Szybkość narastania napięcia wyjściowego: 100 V / μs

Stosunek sygnału do szumu i sygnału do tła: 120dB

Schemat elektryczny Sił Powietrznych-2010

Dzięki zastosowaniu wzmacniacza operacyjnego działającego w trybie lekkim, a także wykorzystaniu tylko stopni z OK i OB we wzmacniaczu napięcia, pokrytych głębokim lokalnym OOS, BB UMZCH jest wysoce liniowy jeszcze przed ogólnym OOS pokryty. W pierwszym wzmacniaczu wysokiej wierności w 1985 roku zastosowano rozwiązania, które do tej pory były stosowane tylko w technice pomiarowej: tryby prądu stałego są obsługiwane przez oddzielną jednostkę serwisową, aby zmniejszyć poziom zniekształceń interfejsu, rezystancję przejścia styku grupa przekaźników przełączających AC jest pokryta wspólnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym, a specjalna jednostka skutecznie kompensuje wpływ na te zniekształcenia rezystancji kabli AC. Tradycja została zachowana w UMZCH VV-2010, jednocześnie ogólny OOS obejmuje również rezystancję wyjściowego filtra dolnoprzepustowego.

W zdecydowanej większości projektów innych UMZCH, zarówno profesjonalnych, jak i amatorskich, wielu z tych rozwiązań wciąż nie ma. Jednocześnie wysokie parametry techniczne i audiofilskie zalety UMZCH BB są osiągane dzięki prostym rozwiązaniom obwodów i minimalnej liczbie aktywnych elementów. W rzeczywistości jest to stosunkowo prosty wzmacniacz: jeden kanał można zmontować bez pośpiechu w kilka dni, a regulacja polega jedynie na ustawieniu wymaganego prądu spoczynkowego tranzystorów wyjściowych. Specjalnie dla początkujących radioamatorów opracowano metodę sprawdzania i regulacji krok po kroku węzeł po węźle, za pomocą której można bezpiecznie zlokalizować miejsca ewentualnych błędów i zapobiec ich ewentualnym skutkom jeszcze przed kompletny montaż UMZCH. Na wszystkie możliwe pytania dotyczące tego lub podobnych wzmacniaczy znajdują się szczegółowe wyjaśnienia, zarówno na papierze, jak iw Internecie.

Na wejściu wzmacniacza przewidziany jest filtr górnoprzepustowy R1C1 o częstotliwości odcięcia 1,6 Hz, rys. 1. Jednak sprawność układu stabilizacji trybu pozwala na pracę wzmacniacza z sygnałem wejściowym o napięciu do 400 mV DC. Dlatego wykluczony jest C1, który realizuje odwieczne audiofilskie marzenie o obwodzie bez kondensatorów i znacznie poprawia brzmienie wzmacniacza.

Pojemność kondensatora C2 wejściowego filtra dolnoprzepustowego R2C2 dobierana jest tak, aby częstotliwość odcięcia wejściowego filtra dolnoprzepustowego z uwzględnieniem impedancji wyjściowej przedwzmacniacza 500 Ohm -1 kOhm zawierała się w zakresie od 120 do 200 kHz. Obwód korekcji częstotliwości R3R5C3 jest umieszczony na wejściu wzmacniacza operacyjnego DA1, który ogranicza pasmo harmonicznych i zakłóceń odbieranych przez obwód sprzężenia zwrotnego od strony wyjściowej UMZCH, z pasmem 215 kHz na poziomie -3 dB i zwiększa stabilność wzmacniacza. Układ ten pozwala zredukować sygnał różnicowy powyżej częstotliwości odcięcia obwodu, a tym samym wyeliminować niepotrzebne przeciążanie wzmacniacza napięciowego sygnałami zakłóceń wysokoczęstotliwościowych, zakłóceń i harmonicznych, eliminując możliwość wystąpienia dynamicznych zniekształceń intermodulacyjnych (TIM; DIM).

Następnie sygnał podawany jest na wejście niskoszumnego wzmacniacza operacyjnego z tranzystorami polowymi na wejściu DA1. Wiele „roszczeń” do UMZCH BB wysuwają przeciwnicy na temat użycia na wejściu wzmacniacza operacyjnego, rzekomo degradującego jakość dźwięku i „kradającego wirtualną głębię” dźwięku. W związku z tym należy zwrócić uwagę na pewne dość oczywiste cechy działania wzmacniacza operacyjnego w materiale wybuchowym UMZCH.

Wzmacniacze operacyjne, przedwzmacniacze, wzmacniacze operacyjne post-DAC są zmuszone do wytworzenia kilku woltów napięcia wyjściowego. Ponieważ wzmocnienie wzmacniacza operacyjnego jest niewielkie i wynosi od 500 do 2000 razy przy 20 kHz, wskazuje to na ich pracę ze stosunkowo wysokim napięciem sygnału różnicowego - od kilkuset mikrowoltów przy niskiej częstotliwości do kilku miliwoltów przy 20 kHz i wysokie prawdopodobieństwo wprowadzenia zniekształceń intermodulacyjnych przez stopień wejściowy wzmacniacza operacyjnego. Napięcie wyjściowe tych wzmacniaczy operacyjnych jest równe napięciu wyjściowemu ostatniego stopnia wzmocnienia napięcia, zwykle wykonywanego zgodnie ze schematem z OE. Napięcie wyjściowe rzędu kilku woltów wskazuje na pracę tego stopnia przy dość dużych napięciach wejściowych i wyjściowych, a w efekcie wprowadza zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Wzmacniacz operacyjny jest obciążony rezystancją równolegle połączonego obwodu OOS i obciążeniem, które czasami wynosi kilka kiloomów, co wymaga do kilku miliamperów od wtórnika wyjściowego wzmacniacza. Dlatego zmiany prądu wtórnika wyjściowego układu scalonego, którego stopnie wyjściowe pobierają prąd nie większy niż 2 mA, są dość znaczące, co również wskazuje, że wprowadzają zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Widzimy, że stopień wejściowy, stopień wzmocnienia napięciowego i stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego mogą wprowadzać zniekształcenia.

Ale obwody wzmacniacza o wysokiej wierności, ze względu na wysokie wzmocnienie i rezystancję wejściową części tranzystorowej wzmacniacza napięciowego, zapewniają bardzo łagodne warunki pracy dla wzmacniacza operacyjnego DA1. Sędzia dla siebie. Nawet w UMZCH, który wypracował nominalne napięcie wyjściowe 50 V, różnicowy stopień wejściowy wzmacniacza operacyjnego pracuje z sygnałami różnicowymi o napięciu od 12 μV przy częstotliwościach od 500 Hz do 500 μV przy częstotliwości 20 kHz. Stosunek dużej obciążalności wejściowej kaskady różnicowej, wykonanej na tranzystorach polowych, oraz skąpe napięcie sygnału różnicowego zapewnia dużą liniowość wzmocnienia sygnału. Napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego nie przekracza 300 mV. co wskazuje na niskie napięcie wejściowe stopnia wzmocnienia napięciowego ze wspólnym emiterem ze wzmacniacza operacyjnego - do 60 μV - oraz liniowy tryb jego pracy. Stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego dostarcza do obciążenia około 100 kOhm od strony podstawy VT2, prąd przemienny nie większy niż 3 μA. W konsekwencji stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego również pracuje w trybie niezwykle lekkim, praktycznie na biegu jałowym. W prawdziwym sygnale muzycznym napięcia i prądy przez większość czasu są o rząd wielkości mniejsze niż podane wartości.

Z porównania napięć sygnałów różnicowych i wyjściowych, a także prądu obciążenia widać, że na ogół wzmacniacz operacyjny w UMZCH BB pracuje setki razy lżej, a więc w trybie liniowym niż tryb wzmacniacza operacyjnego przedwzmacniaczy i wzmacniaczy operacyjnych post-DAC odtwarzaczy CD, które służą jako źródło sygnału dla UMZCH z dowolną głębią OOS, a także bez niej. W konsekwencji ten sam wzmacniacz operacyjny wprowadzi znacznie mniej zniekształceń w UMZCH BB niż w pojedynczym włączeniu.

Rzadko pojawia się opinia, że ​​zniekształcenia wprowadzane przez kaskadę niejednoznacznie zależą od napięcia sygnału wejściowego. To jest błąd. Zależność przejawu nieliniowości kaskady od napięcia sygnału wejściowego może być zgodna z jednym lub innym prawem, ale zawsze jest jednoznaczna: wzrost tego napięcia nigdy nie prowadzi do zmniejszenia wprowadzonego zniekształcenia, a jedynie do zwiększać.

Wiadomo, że poziom produktów zniekształceń na danej częstotliwości zmniejsza się proporcjonalnie do głębokości ujemnego sprzężenia zwrotnego dla tej częstotliwości. Wzmocnienie bez obciążenia, przed pokryciem wzmacniacza OOS, przy niskich częstotliwościach, ze względu na mały sygnał wejściowy, nie może być zmierzone. Według obliczeń, wzmocnienie bez obciążenia opracowane przed pokryciem OOS umożliwia osiągnięcie głębokości OOS na poziomie 104 dB przy częstotliwościach do 500 Hz. Pomiary dla częstotliwości zaczynających się od 10 kHz pokazują, że głębokość OOS przy częstotliwości 10 kHz osiąga 80 dB, przy częstotliwości 20 kHz – 72 dB, przy częstotliwości 50 kHz – 62 dB i 40 dB – przy częstotliwości 200 kHz. Rysunek 2 pokazuje charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową UMZCH VV-2010 i, dla porównania, podobną złożoność.

Wysokie wzmocnienie przed pokryciem OOS jest główną cechą obwodów wzmacniacza WN. Ponieważ celem wszystkich sztuczek z obwodami jest osiągnięcie wysokiej liniowości i wysokiego wzmocnienia w celu utrzymania głębokiego OOS w najszerszym możliwym paśmie częstotliwości, oznacza to, że metody obwodów poprawiających parametry wzmacniaczy są wyczerpane przez takie struktury. Dalszą redukcję zniekształceń można zapewnić jedynie przez środki konstrukcyjne mające na celu zmniejszenie zakłóceń harmonicznych stopnia wyjściowego w obwodach wejściowych, zwłaszcza w odwracającym obwodzie wejściowym, z którego wzmocnienie jest maksymalne.

Inną cechą obwodu UMZCH BB jest kontrola prądu stopnia wyjściowego wzmacniacza napięciowego. Wejściowy wzmacniacz operacyjny steruje stopniem konwersji napięcia na prąd, wykonywanym z OK i OB, a wynikowy prąd jest odejmowany od prądu spoczynkowego stopnia, realizowanego zgodnie z układem z OB.

Zastosowanie rezystora linearyzującego R17 o rezystancji 1 kΩ w kaskadzie różnicowej VT1, VT2 na tranzystorach o różnych strukturach z szeregowym zasilaniem zwiększa liniowość konwersji napięcia wyjściowego wzmacniacza operacyjnego DA1 na prąd kolektora VT2 tworząc lokalne sprzężenie zwrotne o głębokości 40 dB. Widać to porównując sumę własnych rezystancji emitera VT1, VT2 - około 5 Ohm każdy - z rezystancją R17 lub sumę napięć termicznych VT1, VT2 - około 50 mV - ze spadkiem napięcia na rezystancji R17 , czyli 5,2 - 5,6 V...

Wzmacniacze zbudowane zgodnie z rozważanymi obwodami mają ostry, 40 dB na dekadę częstotliwości, spadek wzmocnienia powyżej częstotliwości 13 ... 16 kHz. Sygnał błędu, który jest produktem zniekształceń, przy częstotliwościach powyżej 20 kHz jest o dwa do trzech rzędów wielkości mniejszy niż użyteczny sygnał audio. Umożliwia to przekształcenie nadmiernej liniowości przy tych częstotliwościach kaskady różnicowej VT1, VT2 na wzrost wzmocnienia części tranzystorowej VN. Ze względu na niewielkie zmiany prądu kaskady różnicowej VT1, VT2 ze wzmocnieniem słabych sygnałów, jego liniowość nie ulega znacznemu pogorszeniu wraz ze spadkiem głębokości lokalnego OOS, ale działanie wzmacniacza operacyjnego DA1 w trybie pracy którego liniowość całego wzmacniacza zależy od tych częstotliwości, margines wzmocnienia ułatwi, ponieważ wszystkie napięcia określające zniekształcenia wprowadzane przez wzmacniacz operacyjny, począwszy od sygnału różnicowego do sygnału wyjściowego, zmniejszają się proporcjonalnie do wzmocnienia wzmocnienia z określoną częstotliwością.

Obwody korekcji wyprzedzenia fazy R18C13 i R19C16 zostały zoptymalizowane w symulatorze w celu zmniejszenia napięcia różnicowego wzmacniacza operacyjnego do częstotliwości kilku megaherców. Możliwe było zwiększenie wzmocnienia UMZCH VV-2010 w porównaniu z UMZCH VV-2008 przy częstotliwościach rzędu kilkuset kiloherców. Wzmocnienie wyniosło 4 dB przy 200 kHz, 6 przy 300 kHz, 8,6 przy 500 kHz, 10,5 dB przy 800 kHz, 11 dB przy 1 MHz i 10 do 12 dB przy częstotliwościach powyżej 2 MHz. Widać to na podstawie wyników symulacji, rys. 3, gdzie dolna krzywa dotyczy odpowiedzi częstotliwościowej obwodu korekcji wyprowadzenia UMZCH VV-2008, a górna - UMZCH VV-2010.

VD7 chroni złącze emitera VT1 przed napięciem wstecznym wynikającym z przepływu prądów ładowania C13, C16 w trybie ograniczania sygnału wyjściowego UMZCH napięciem i wynikającymi z nich napięciami granicznymi z dużą szybkością zmian na wyjściu op- wzmacniacz DA1.

Stopień wyjściowy wzmacniacza napięciowego wykonany jest na tranzystorze VT3, połączonym zgodnie z obwodem ze wspólną podstawą, co wyklucza przenikanie sygnału z obwodów wyjściowych stopnia do obwodów wejściowych i zwiększa jego stabilność. Stopień z OB, obciążony generatorem prądu na tranzystorze VT5 i rezystancją wejściową stopnia wyjściowego, rozwija wysokie stabilne wzmocnienie - do 13 000 ... 15 000 razy. Dobór rezystancji rezystora R24 to połowa rezystancji rezystora R26 gwarantuje równość prądów spoczynkowych VT1, VT2 i VT3, VT5. R24, R26 zapewniają lokalne OOS, które zmniejszają efekt efektu Earleya - zmianę p21e w zależności od napięcia kolektora i zwiększają początkową liniowość wzmacniacza odpowiednio o 40 dB i 46 dB. Zasilanie UN oddzielnym napięciem, modulo 15 V wyższym niż napięcie stopni wyjściowych, umożliwia wyeliminowanie efektu quasi-nasycenia tranzystorów VT3, VT5, co objawia się spadkiem p21e, gdy napięcie bazy kolektora spada poniżej 7 V.

Trzystopniowy wtórnik wyjściowy jest montowany na tranzystorach bipolarnych i nie wymaga specjalnych komentarzy. Nie próbuj walczyć z entropią, oszczędzając na prądzie spoczynkowym tranzystorów wyjściowych. Nie powinien być mniejszy niż 250 mA; w wersji autorskiej - 320 mA.

Przed aktywacją przekaźnika do włączenia AC K1 wzmacniacz jest objęty OOS1, realizowany przez włączenie dzielnika R6R4. Dokładność zgodności z rezystancją R6 i spójność tych rezystancji w różnych kanałach nie jest istotna, ale w celu utrzymania stabilności wzmacniacza ważne jest, aby rezystancja R6 była niewiele mniejsza niż suma rezystancji R8 i R70. Poprzez wyzwolenie przekaźnika K1, OOS1 zostaje wyłączony i obwód OOS2 utworzony przez R8R70C44 i R4 wchodzi do pracy i obejmuje grupę styków K1.1, gdzie R70C44 wyłącza wyjściowy filtr dolnoprzepustowy R71L1 R72C47 z obwodu OOS przy częstotliwościach powyżej 33 kHz. Zależny od częstotliwości OOS R7C10 tworzy spadek odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH na wyjściowy filtr dolnoprzepustowy przy częstotliwości 800 kHz na poziomie -3 dB i zapewnia margines głębokości OOS powyżej tej częstotliwości. Spadek odpowiedzi częstotliwościowej na zaciskach AC powyżej 280 kHz na poziomie -3 dB zapewnia wspólne działanie R7C10 i wyjściowego filtra dolnoprzepustowego R71L1-R72C47.

Własności rezonansowe głośników prowadzą do emisji wytłumionych drgań dźwiękowych przez dyfuzor, alikwotów po wystawieniu impulsu i wygenerowania własnego napięcia, gdy zwoje cewki głośnika przecinają linie pola magnetycznego w szczelinie układu magnetycznego. Współczynnik tłumienia pokazuje, jak duża jest amplituda oscylacji dyfuzora i jak szybko tłumią, gdy AC jest obciążony jako generator na impedancji UMZCH. Współczynnik ten jest równy stosunkowi rezystancji AC do sumy rezystancji wyjściowej UMZCH, rezystancji styku grupy styków przekaźnika przełączającego AC, rezystancji wyjściowego filtra dolnoprzepustowego, zwykle nawijanego z niewystarczającą średnica drutu, rezystancja styku zacisków kabla AC i rezystancja samych kabli AC.

Dodatkowo impedancja głośników jest nieliniowa. Przepływ zniekształconych prądów przez przewody kabli AC powoduje spadek napięcia o wysokim stopniu zniekształceń harmonicznych, który jest również odejmowany od niezniekształconego napięcia wyjściowego wzmacniacza. Dlatego sygnał na zaciskach AC jest zniekształcony znacznie bardziej niż na wyjściu UMZCH. Są to tak zwane zniekształcenia interfejsu.

Aby zredukować te zniekształcenia, stosuje się kompensację wszystkich składowych impedancji wyjściowej wzmacniacza. Własna rezystancja wyjściowa UMZCH wraz z rezystancją styków styków przekaźnika i rezystancją przewodu cewki wyjściowego filtra dolnoprzepustowego jest zmniejszona przez działanie głębokiego ogólnego OOS pobranego z prawego zacisku L1. Ponadto, podłączając odpowiedni zacisk R70 do „gorącego” zacisku AC, można łatwo skompensować rezystancję przejścia zacisku kabla AC i rezystancję jednego z przewodów AC, bez obawy o generowanie UMZCH z powodu przesunięć fazowych w przewody objęte OOS.

Jednostka do kompensacji rezystancji przewodów AC jest wykonana w postaci wzmacniacza odwracającego z Ky = -2 na wzmacniaczu operacyjnym DA2, R10, C4, R11 i R9. Napięcie wejściowe dla tego wzmacniacza to spadek napięcia na „zimnym” („ziemnym”) przewodzie AC. Ponieważ jego rezystancja jest równa rezystancji „gorącego” przewodu kabla AC, aby skompensować rezystancję obu przewodów, wystarczy podwoić napięcie na „zimnym” przewodzie, odwrócić go i przez rezystor R9 za pomocą opór równy sumie rezystancji R8 i R70 obwodu OOS, zastosuj go do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego DA1 ... Wówczas napięcie wyjściowe UMZCH wzrośnie o sumę spadków napięć na przewodach AC, co jest równoznaczne z wyeliminowaniem wpływu ich rezystancji na współczynnik tłumienia i poziom zniekształceń interfejsu na zaciskach AC. Kompensacja spadku rezystancji przewodów AC nieliniowej składowej tylnego pola elektromagnetycznego głośników jest szczególnie potrzebna przy niskich częstotliwościach zakresu audio. Napięcie sygnału na głośniku HF jest ograniczone przez rezystor i kondensator połączone z nim szeregowo. Ich złożona rezystancja jest znacznie wyższa niż rezystancja przewodów kabla AC, dlatego kompensacja tej rezystancji przy HF jest bez znaczenia. Na tej podstawie obwód całkujący R11C4 ogranicza pasmo częstotliwości roboczej kompensatora do 22 kHz.

Należy zwrócić szczególną uwagę: rezystancję „gorącego” przewodu kabla AC można skompensować przez zakrycie jego ogólnego OOS, podłączając odpowiedni zacisk R70 specjalnym przewodem do „gorącego” zacisku AC. W takim przypadku należy skompensować tylko rezystancję „zimnego” przewodu AC, a wzmocnienie kompensatora rezystancji przewodu należy zredukować do wartości Ku = -1 poprzez dobranie rezystancji rezystora R10 równej rezystancji rezystora R11.

Zabezpieczenie nadprądowe zapobiega uszkodzeniu tranzystorów wyjściowych na skutek zwarcia w obciążeniu. Rezystory R53 - R56 i R57 - R60 służą jako czujnik prądu, co wystarczy. Przepływ prądu wyjściowego wzmacniacza przez te rezystory powoduje spadek napięcia, który jest przyłożony do dzielnika R41R42. Napięcie o wartości większej niż próg otwiera tranzystor VT10, a jego prąd kolektora otwiera komórkę wyzwalającą VT8 VT8VT9. To ogniwo przechodzi w stan ustalony z otwartymi tranzystorami i bocznikuje obwód HL1VD8, zmniejszając prąd przez diodę Zenera do zera i blokując VT3. Rozładowanie C21 przy małym prądzie bazowym VT3 może zająć kilka milisekund. Po uruchomieniu ogniwa wyzwalającego napięcie na dolnej płycie C23, ładowane napięciem diody LED HL1 do 1,6 V, wzrasta z poziomu -7,2 V od dodatniej szyny zasilającej UN do poziomu -1,2 B1, napięcie na górnej płycie tego kondensatora również wzrasta o 5 V. C21 jest szybko rozładowywane przez rezystor R30 do C23, tranzystor VT3 jest zablokowany. Tymczasem otwiera się VT6 i poprzez R33, R36 otwiera VT7. VT7 bocznikuje diodę Zenera VD9, rozładowuje kondensator C22 przez R31 i blokuje tranzystor VT5. Nie otrzymując napięcia polaryzacji, tranzystory stopnia wyjściowego również są wyłączone.

Przywrócenie początkowego stanu wyzwalacza i włączenie UMZCH odbywa się poprzez naciśnięcie przycisku SA1 „Reset ochrony”. C27 jest ładowany prądem kolektora VT9 i omija obwód podstawowy VT8, blokując komórkę wyzwalającą. Jeśli do tego momentu sytuacja awaryjna została wyeliminowana i VT10 jest zablokowany, komórka przechodzi w stan ze stabilnie zamkniętymi tranzystorami. VT6, VT7 są zamknięte, napięcie odniesienia jest przykładane do podstaw VT3, VT5, a wzmacniacz przechodzi w tryb pracy. Jeżeli zwarcie w obciążeniu UMZCH trwa nadal, zabezpieczenie zostaje ponownie uruchomione, nawet jeśli kondensator C27 jest podłączony do SA1. Zabezpieczenie działa na tyle skutecznie, że podczas prac nad regulacją korekcji wzmacniacz był kilkakrotnie wyłączany pod wpływem drobnego lutowania przez dotknięcie wejścia nieodwracającego. Powstałe samowzbudzenie doprowadziło do wzrostu prądu tranzystorów wyjściowych, a ochrona wyłączyła wzmacniacz. Chociaż generalnie nie można sugerować tej prymitywnej metody, nie zaszkodziła ona tranzystorom wyjściowym ze względu na zabezpieczenie nadprądowe.

Działanie kompensatora rezystancji kabla AC

Skuteczność kompensatora UMZCH VV-2008 została przetestowana starą audiofilską metodą, przez ucho, przełączając wejście kompensatora między przewodem kompensacyjnym a wspólnym przewodem wzmacniacza. Poprawa brzmienia była wyraźnie zauważalna, a przyszły właściciel bardzo chciał kupić wzmacniacz, więc nie prowadzono pomiarów efektu kompensatora. Zalety schematu „spychacza kabli” były tak oczywiste, że konfiguracja „kompensator + integrator” została przyjęta jako standardowa jednostka do instalacji we wszystkich opracowywanych wzmacniaczach.

To zdumiewające, jak wiele niepotrzebnych kontrowersji narosło w Internecie na temat przydatności/niepotrzebności kompensacji rezystancji kabla. Jak zwykle ci, którym niezwykle prosty obwód do ściągania izolacji wydawał się skomplikowany i niezrozumiały, koszty za niego wygórowane, a instalacja pracochłonna © szczególnie nalegali na odsłuch sygnału nieliniowego. Pojawiły się nawet sugestie, że skoro tyle pieniędzy wydaje się na sam wzmacniacz, grzechem jest oszczędzać na świętym, ale trzeba iść najlepszą, efektowną drogą, jaką kroczy cała cywilizowana ludzkość i… stać się normalnym, ludzkim © super drogie kable wykonane z metali szlachetnych. Ku mojemu wielkiemu zdziwieniu, oliwy do ognia dolały wypowiedzi szanowanych specjalistów o bezużyteczności jednostki kompensacyjnej w domu, w tym tych specjalistów, którzy z powodzeniem stosują tę jednostkę w swoich wzmacniaczach. Jest bardzo godne ubolewania, że ​​wielu kolegów radioamatorów z nieufnością reagowało na doniesienia o poprawie jakości dźwięku na niskich i średnich tonach z włączeniem kompensatora, zrobili wszystko, aby uniknąć tego prostego sposobu usprawnienia pracy UMZCH, niż okradli sami.

Przeprowadzono trochę badań, aby udokumentować prawdę. Z generatora GZ-118 do UMZCH VV-2010 doprowadzono szereg częstotliwości w pobliżu częstotliwości rezonansowej prądu przemiennego, napięcie monitorowano za pomocą oscyloskopu S1-117, a Kr na zaciskach prądu przemiennego mierzono za pomocą INI S6- 8, rys. 4. Sprawdzanie skuteczności rezystancji przewodów Rezystor R1 jest zainstalowany, aby uniknąć przebicia na wejściu kompensatora podczas jego przełączania między przewodem sterującym a wspólnym. W eksperymencie wykorzystaliśmy zwykłe i powszechnie dostępne kable AC o długości 3m i 6m2. mm, a także system głośników GIGA FS Il o zakresie częstotliwości 25-22000 Hz, nominalnej impedancji 8 omów i nominalnej mocy 90 W firmy Acoustic Kingdom.

Niestety obwód wzmacniaczy sygnałów harmonicznych z kompozycji C6-8 przewiduje zastosowanie w obwodach OOS kondensatorów tlenkowych o dużej pojemności. Prowadzi to do wpływu szumu niskoczęstotliwościowego tych kondensatorów na rozdzielczość urządzenia przy niskich częstotliwościach, w wyniku czego jego rozdzielczość przy niskich częstotliwościach pogarsza się. Przy pomiarze sygnału Kr o częstotliwości 25 Hz z GZ-118 bezpośrednio do C6-8 odczyty przyrządu tańczą wokół wartości 0,02%. Nie jest możliwe ominięcie tego ograniczenia filtrem wycinającym generatora GZ-118 w przypadku pomiaru sprawności kompensatora, gdyż liczba dyskretnych wartości częstotliwości strojenia filtra 2T jest ograniczona przy niskich częstotliwościach do 20, 60, 120, 200 Hz i nie pozwala nam zmierzyć Kr na interesujących nas częstotliwościach. Dlatego też niechętnie jako punkt odniesienia przyjęto poziom 0,02%.

Przy częstotliwości 20 Hz przy napięciu na zaciskach prądu przemiennego o wartości szczytowej 3 V, co odpowiada mocy wyjściowej 0,56 W przy obciążeniu 8 omów, Kr wynosił 0,02% przy włączonym kompensatorze i 0,06% po jego włączeniu poza. Przy napięciu amplitudy 10 V, co odpowiada mocy wyjściowej 6,25 W, wartość Kr wynosi odpowiednio 0,02% i 0,08%, przy napięciu amplitudy 20 V i mocy 25 W - 0,016% i 0,11%, i przy napięciu 30 W amplitudzie i mocy 56 W - 0,02% i 0,13%.

Znając lekki stosunek producentów importowanego sprzętu do walorów napisów dotyczących mocy, a także pamiętając o cudownej, po przyjęciu zachodnich standardów, transformacji systemu głośnikowego o mocy subwoofera 30 W w, długotrwała moc powyżej 56 W nie była dostarczana do AC.

Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 25 W Kr wynosił 0,02% i 0,12% przy włączonej/wyłączonej jednostce kompensacji, a przy mocy 56 W - 0,02% i 0,15%.

Jednocześnie sprawdzono konieczność i skuteczność pokrycia wyjściowego filtra dolnoprzepustowego ogólnego OOS. Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 56 W i połączonym szeregowo z jednym z przewodów wyjściowego AC filtra dolnoprzepustowego RL-RC, podobnego do zainstalowanego w superliniowym UMZCH, Kr z wyłączonym kompensatorem osiąga 0,18 %. Przy częstotliwości 30 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,06% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną. Przy częstotliwości 35 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,04% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną. Przy częstotliwościach 40 i 90 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,04% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną oraz przy częstotliwości 60 Hz -0,02% i 0,06%.

Wnioski są jasne. Obserwuje się obecność nieliniowych zniekształceń sygnału na zaciskach AC. Wyraźnie rejestrowane jest pogorszenie liniowości sygnału na zaciskach AC wraz z jego włączeniem przez nieskompensowaną, nie pokrytą przez OOS rezystancję filtra dolnoprzepustowego, zawierającego 70 cm stosunkowo cienkiego przewodu. Zależność poziomu zniekształceń od mocy dostarczanej do AC sugeruje, że zależy on od stosunku mocy sygnału do mocy nominalnej głośników niskotonowych AC. Zniekształcenie jest najbardziej wyraźne przy częstotliwościach bliskich rezonansowi. Back-EMF generowany przez głośniki w odpowiedzi na sygnał dźwiękowy jest bocznikowany przez sumę rezystancji wyjściowej UMZCH i rezystancji przewodów kabla AC, dlatego poziom zniekształceń na zaciskach AC zależy bezpośrednio od rezystancja tych przewodów i rezystancja wyjściowa wzmacniacza.

Stożek słabo wytłumionego subwoofera sam w sobie emituje szum, a dodatkowo głośnik generuje szeroki ogon produktów THD i zniekształceń intermodulacyjnych, które reprodukuje głośnik średniotonowy. To wyjaśnia pogorszenie dźwięku na średnich częstotliwościach.

Pomimo przyjętego założenia zerowego poziomu Kr 0,02% ze względu na niedoskonałość ISI, wpływ kompensatora rezystancji kabla na zniekształcenia sygnału na AC jest wyraźnie i jednoznacznie odnotowany. Można stwierdzić, że wnioski wyciągnięte po odsłuchu działania układu kompensacyjnego na sygnale muzycznym oraz wyniki pomiarów instrumentalnych są w pełni zgodne.

Poprawę, wyraźnie słyszalną po włączeniu ściągacza, można wytłumaczyć tym, że gdy znikną zniekształcenia na zaciskach AC, to głośnik średniotonowy przestaje odtwarzać cały ten brud. Podobno zatem poprzez redukcję lub eliminację odtwarzania zniekształceń przez głośnik średniotonowy powstał dwuprzewodowy obwód do włączania głośnika, tzw. „Bi-wiring”, gdy łącza LF i MF-HF są połączone różnymi kablami, ma przewagę w dźwięku w porównaniu ze schematem z jednym kablem. Ponieważ jednak w układzie dwuprzewodowym zniekształcony sygnał na zaciskach sekcji AC LF nigdzie nie zanika, układ ten przegrywa z wersją z kompozytorem pod względem współczynnika tłumienia drgań własnych stożka głośnika niskotonowego.

Fizyki nie da się oszukać, a dla przyzwoitego dźwięku nie wystarczy uzyskać genialne działanie na wyjściu wzmacniacza przy obciążeniu rezystancyjnym, ale trzeba też nie tracić liniowości po doprowadzeniu sygnału do zacisków głośnikowych. Jako część dobrego wzmacniacza absolutnie niezbędny jest kompensator, wykonany zgodnie z takim lub innym schematem.

Integrator

Przetestowano również wydajność i możliwość zmniejszenia błędu integratora na DA3. W UMZCH BB ze wzmacniaczem operacyjnym TL071 stałe napięcie wyjściowe mieści się w zakresie 6 ... 9 mV i nie było możliwe zmniejszenie tego napięcia przez włączenie dodatkowego rezystora w nieodwracającym obwodzie wejściowym.

Efekt szumu niskoczęstotliwościowego, typowego dla wzmacniaczy operacyjnych z wejściem DC, ze względu na pokrycie głębokiego sprzężenia zwrotnego przez obwód zależny od częstotliwości R16R13C5C6, objawia się niestabilnością napięcia wyjściowego rzędu kilku miliwoltów, czyli -60 dB względem do napięcia wyjściowego przy znamionowej mocy wyjściowej, przy częstotliwościach poniżej 1 Hz nieodtwarzalne głośniki.

W Internecie wspomniano o niskiej rezystancji diod ochronnych VD1 ... VD4, co podobno wprowadza błąd w działaniu integratora z powodu utworzenia dzielnika (R16 + R13) / R VD2 | VD4 . Aby sprawdzić rezystancję wsteczną diod ochronnych, zmontowano obwód na ryc. 6. Tutaj OA DA1, połączony zgodnie z obwodem wzmacniacza odwracającego, jest pokryty przez OOS przez R2, jego napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do prądu w obwodzie badanej diody VD2 i rezystora ochronnego R2 o współczynniku 1 mV/nA , a rezystancja obwodu R2VD2 - o współczynniku 1 mV/15 GΩ ... Aby wykluczyć wpływ błędów addytywnych wzmacniacza operacyjnego - napięcia polaryzacji i prądu wejściowego - na wyniki pomiaru prądu upływu diody należy jedynie obliczyć różnicę pomiędzy własnym napięciem wzmacniacza mierzonym bez badanej diody a napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego po jego zainstalowaniu. W praktyce różnica napięć wyjściowych wzmacniacza operacyjnego wynosząca kilka miliwoltów daje wartość rezystancji zwrotnej diody rzędu dziesięciu do piętnastu gigaomów przy napięciu wstecznym 15 V. Oczywiście prąd upływu nie będzie wzrost wraz ze spadkiem napięcia na diodzie do poziomu kilku miliwoltów, co jest charakterystyczne dla napięcia różnicowego wzmacniacza operacyjnego integratora i kompensatora....

Ale fotoefekt tkwiący w diodach umieszczonych w szklanej obudowie naprawdę prowadzi do znacznej zmiany napięcia wyjściowego UMZCH. Kiedy zostały oświetlone żarówką o mocy 60 W z odległości 20 cm, stałe napięcie na wyjściu UMZCH wzrosło do 20 ... 3O mV. Chociaż jest mało prawdopodobne, aby podobny poziom oświetlenia można było zaobserwować wewnątrz obudowy wzmacniacza, kropla farby nałożona na te diody wyeliminowała zależność trybów UMZCH od oświetlenia. Zgodnie z wynikami symulacji, spadek odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH nie jest obserwowany nawet przy częstotliwości 1 miliherca. Ale nie powinieneś zmniejszać stałej czasowej R16R13C5C6. Fazy ​​napięć przemiennych na wyjściach integratora i kompensatora są przeciwne, a wraz ze spadkiem pojemności kondensatorów lub rezystancji rezystorów integratora wzrost jego napięcia wyjściowego może pogorszyć kompensację przewodu AC odporność.

Porównanie brzmienia wzmacniaczy. Dźwięk zmontowanego wzmacniacza porównano z dźwiękiem kilku zagranicznych wzmacniaczy przemysłowych. Źródłem był odtwarzacz CD firmy Cambridge Audio, przedwzmacniacz służył do sterowania i regulacji poziomu dźwięku na terminalu UMZCH, Sugden A21a i NAD C352 wykorzystywały standardowe regulatory.

Jako pierwszy sprawdził legendarny, szokujący i piekielnie drogi angielski UMZCH „Sugden A21a”, pracujący w klasie A z mocą wyjściową 25 watów. Co godne uwagi, w dołączonej dokumentacji do VCL Brytyjczycy uznali za błogosławieństwo niewskazywanie poziomu zniekształceń nieliniowych. Powiedzmy, że nie chodzi o zniekształcenia, ale o duchowość. „Sugden А21а>” przegrał z UMZCH VV-2010 z porównywalną mocą zarówno pod względem poziomu, jak i czystości, pewności siebie, szlachetności brzmienia przy niskich częstotliwościach. Nie jest to zaskakujące, biorąc pod uwagę specyfikę jego obwodów: tylko dwustopniowy quasi-symetryczny wtórnik wyjściowy na tranzystorach o tej samej strukturze, zmontowany zgodnie z obwodami z lat 70. ubiegłego wieku o stosunkowo wysokiej rezystancji wyjściowej i elektrolitycznym kondensator podłączony na wyjściu, który dodatkowo zwiększa całkowitą impedancję wyjściową - to ostatnie rozwiązanie samo w sobie degraduje dźwięk dowolnych wzmacniaczy na niskich i średnich częstotliwościach. Przy średnich i wysokich częstotliwościach UMZCH BB wykazywał większą szczegółowość, przejrzystość i doskonałe studium sceny, w której śpiewacy i instrumenty można było wyraźnie zlokalizować w dźwięku. Nawiasem mówiąc, mówiąc o korelacji obiektywnych danych pomiarowych z subiektywnymi wrażeniami dźwiękowymi: w jednym z artykułów prasowych konkurentów Sugdena jego Kr określono na poziomie 0,03% przy częstotliwości 10 kHz.

Kolejnym był także angielski wzmacniacz NAD C352. Ogólne wrażenie było takie samo: wyraźny dźwięk „wiadra” Anglika na basie nie pozostawiał mu żadnych szans, a praca UMZCH BB została uznana za nienaganną. W przeciwieństwie do NADa, którego brzmienie kojarzyło się z gęstymi krzakami, wełną, watą, brzmienie BB-2010 na średnich i wysokich częstotliwościach pozwoliło na wyraźne odróżnienie głosów wykonawców w chórze ogólnym i instrumentów w orkiestrze. W pracy NAD C352 wyraźnie wyrażono efekt lepszej słyszalności głośniejszego wykonawcy, głośniejszego instrumentu. Jak ujął to sam właściciel wzmacniacza, w brzmieniu BB UMZCH wokaliści nie „krzyczeli” do siebie, a skrzypce nie walczyły w potędze dźwięku z gitarą czy trąbką, ale wszystkimi instrumentami spokojnie i harmonijnie „byli przyjaciółmi” w ogólnym obrazie dźwiękowym melodii. Przy wysokich częstotliwościach UMZCH VV-2010, według audiofilów z przenośniami, brzmi jak „jakby rysował dźwięk cienkim, cienkim pędzlem”. Efekty te można przypisać różnicy w zniekształceniach intermodulacyjnych wzmacniaczy.

Dźwięk UMZCH Rotel RB 981 był podobny do dźwięku NAD C352, z wyjątkiem lepszej wydajności przy niskich częstotliwościach, ale UMZCH VV-2010 w jasności sterowania AC przy niskich częstotliwościach, a także przejrzystości, delikatności dźwięku przy średnich i wysokich częstotliwościach pozostał bezkonkurencyjny.

Najciekawsze pod względem rozumienia sposobu myślenia audiofilów była powszechna opinia, że ​​mimo wyższości nad tymi trzema UMZCH, wnoszą do dźwięku „ciepło”, co czyni go przyjemniejszym, a BB UMZCH działa płynnie, „jest neutralny dla dźwięku”.

Japoński Dual CV1460 zaraz po włączeniu gubił się w dźwięku w najbardziej oczywisty dla wszystkich sposób i nie tracił czasu na szczegółowe odsłuchiwanie. Jego Kr mieścił się w zakresie 0,04 ... 0,07% przy małej mocy.

Główne wrażenia z porównania wzmacniaczy w głównych cechach były całkowicie identyczne: BB UMZCH wyprzedzał je w brzmieniu bezwarunkowo i jednoznacznie. Dlatego dalsze testy uznano za niepotrzebne. W rezultacie przyjaźń wygrała, wszyscy dostali to, czego chcieli: za ciepłe, intymne brzmienie - Sugden, NAD i Rotel, oraz aby usłyszeć reżysera nagranego na płycie - UMZCH VV-2010.

Osobiście lubię UMZCH o wysokiej wierności z jego lekkim, czystym, nieskazitelnym, szlachetnym dźwiękiem, który żartobliwie odtwarza pasaże o dowolnej złożoności. Jak to ujął mój znajomy audiofil z dużym doświadczeniem, dźwięki bębnów na niskich częstotliwościach wypracowuje bez opcji, jak prasa, w środku brzmi jakby nie istniała, a przy wysokich częstotliwościach zdaje się rysować dźwięk cienkim pędzlem. Dla mnie niestresujący dźwięk UMZCH BB wiąże się z łatwością obsługi kaskad.